17.5. Балансные смесители. Балансные смесители

17.6. Двойные балансные смесители

270

Более широкую полосу обеспечивают НО на связанных линиях. В дециметровом и длинноволновой части сантиметрового диапазона используют тандемные ответвители и ответвители Ланге. БС с такими НО (рис.17.10,д) обеспечивают развязку более 15 дБ при КСВ не хуже 1,5 в полосе несколько октав. Большой уровень развязки в широкой полосе частот в ГИС БС обеспечивают гибридные соединения на основе соединения линий передачи разных типов. В дециметровом диапазоне для уменьшения габаритов БС используют микроминиатюрные пассивные элементы с сосредоточенными параметрами. Балансные смесители, в отличие от небалансных, как правило, работают при нулевом смещении на диодах.

Для практического использования смесителей часто необходима более высокая развязка сигнального и гетеродинного входов. В БС с квадратурными мостами развязка достаточно мала и не превышает 10 дБ. Это обусловлено не только разбалансом схемы, но и также тем, что при неполном согласовании диодов с волноводом отраженные от них колебания гетеродина направляются в сигнальный вход. Во избежание этого недостатка смесительные диоды подключают ко входам квадратурного моста со сдвигом на Λ/4. На рис.17.10,в показана топологическая схема такого БС.

На рис.17.10,д показана схема БС на мосте Ланге с дополнительным подавлением зеркального канала с помощью селективных цепей, которые реализуют режим холостого хода, на рис.17.10,е – схема с реализацией короткого замыкания на ЗЧ. Коэффициент шума подобных смесителей удается уменьшить до3,5–2,5дБ. Применение смесителей с селективными цепями ограничено в виду их узкополосности.

Обобщая вышесказанное, можно выделить следующие достоинства БС перед НБС: 1) благодаря фазовому подавлению шумов гетеродина коэффициент шума kш снижается на 2 – 5 дБ; 2) вся мощность сигнала гетеродина поступает на диод, поэтому можно использовать гетеродин меньшей мощности; 3) благодаря подавлению в балансной схеме четных гармоник гетеродина уровень побочных сигналов значительно меньший, как следствие – повышается помехоустойчивость и динамический диапазон; 4) повышается электрическая прочность смесителя, так как мощность поступает на 2 диода; 5) при выходе одного диода из строя схема остается работоспособной, однако уровень выходного сигнала при этом падает на ~3дБ, аkш возрастает на~5–6дБ;6) потери принятого сигнала за счет просачивания энергии в цепь гетеродина незначительные благодаря высокой развязке мостовых схем.

Двойные балансные смесители (ДБС) позволяют обеспечить фазовое подавление на частоте ωЗК зеркального канала и восстановление энергии колебаний ЗЧ в ПЧ без использования входного фильтра, что позволяет уменьшить потери и обеспечивает более широкую полосу рабочих частот.

272

17.7. Кольцевые балансные смесители

Наилучшие электрические параметры обеспечиваются в кольцевых ба-

лансных смесителях (КБС), благодаря использованиюдиодного моста (ДМ) из четырех диодов и широкополосных дифференциальных трансформаторов. КБС

а– диодный мост; б – обозначение на схемах;в – электрическая схема КС;

г– КС с согласующими трансформаторами; д – эквивалентная схема КС

ссогласующими трансформаторами; е – электрическая схема ДКС

более широкополосные, чем ДБС, поскольку в них между парами диодов нет соединительных линий. Колебания сигнала uС (t) и гетеродинаuГ (t) подводят к

ортогональным диагоналям сбалансированного диодного моста, который имеет вид кольца из изготовленных на одном кристалле четверки диодов с практически одинаковыми параметрами (рис.17.12,а), поэтому развязка цепей сигнала и гетеродина достигает25–30дБ. Благодаря симметрии схемы компенсируются четные гармоники гетеродина и сигнала, в результате чего осуществляется дополнительное подавление нежелательных комбинационных продуктов преобразования и возрастает динамический диапазон смесителя. На рис.17.12,б показано условное обозначение ДМ на электрических схемах.

На рис.17.12,в показана электрическая схема КБС. Принятый сигнал подводится к одной из диагоналей ДМ через согласующий симметрирующий трансформаторTV1, напряжение гетеродина подводится к другой диагонали че-

273

рез TV2. Выход ПЧ, на груженный сопротивлениемR0, шунтируется на СВЧ конденсаторомС1 и подключается к средним точкам1 и2 с помощью одинаковых дросселейL1–L4,сопротивление которых большое на высоких частотах и малое на ПЧ. Р азвязывающие конденсаторыС2 должны пропускать сигналы СВЧ и препятствовать замыкание токов ПЧ через трансформаторы в случае асимметричности схемы. Напряжение гетеродина со вторичной обмоткиTV2 в положительные полупериоды открывает диодыVD1 іVD2, а в отрицательные –VD3 иVD4, подключая поочередно вывод4 или3 вторичной обмотки сигнального трансформатораTV1 к корпусу2 через открытые пары диодов и дроссели

L1и L2.

Разность между частотами колебаний сигнала и гетеродина равна ПЧ, причем ωПЧ << ωС ≈ ωГ , таким образом, мгновенные фазовые сдвиги между

напряжениями uС иuГ изменяются медленно в сравнении с периодом их колебаний. Если напряженияuС иuГ синфазны, тогда в положительный полупериодuГ под действием напряженияuС/2 сL4 в цепях ПЧ течет ток от точки1 через нагрузкуR0, точку2, дросселиL1 иL2 и открытые диодыVD1 иVD2 до точки4, а в отрицательный полупериод – от точки1 в том же направлении черезR0, точку2 к дросселямL1,L2 и далее через открытые диодыVD3,VD4 до точки3. Низкочастотная составляющая такого пульсирующего тока и есть ток ПЧ,НВЧ-составляющиешунтируются конденсаторомС1. Ток ПЧ максимальный при синфазныхuС иuГ, потом при возрастании разности фаз между ними уменьшается, в случае ортогональныхuС иuГ ток ПЧ равен нулю, поскольку теперь ток, проходящий черезR0 иC1, изменяет направление каждую четверть периода сигнала. Далее ток ПЧ изменяет знак, достигает максимума при проти-

вофазных uС иuГ и т.д.

Эффективное применение КБС в технике СВЧ диапазона возможно лишь при высокой степени симметрии дифференциальных трансформаторов и диодов. При конструировании интегральных схем смесителей дециметрового и более низкочастотных диапазонов применяют так называемые трансформаторы типа «длинной линии» (ТДЛ), в которых используют одну или несколько линий передачи, изготовленных в виде скрученных проводников, или отрезков коаксиальных кабелей. Такие трансформаторы имеют широкую рабочую полосу в высокочастотных диапазонах по сравнению с многовитковыми проводниковыми трансформаторами обычного типа.

Для уменьшения неравномерности АЧХ в области верхних частот длина линии выбирается из соотношения l = Λв/8, де Λв – длина волны в линии передачи на верхней частоте в заданном диапазоне. Нижнюю граничную частоту ТДЛ, которая определяется индуктивностью первичной обмотки трансформатора, можно значительно снизить, используя сердечник с высокой магнитной проницаемостью на низких частотах. Трудности реализации ТДЛ на ферритовых сердечниках с витыми проводниковыми линиями передачи возрастают с повышением рабочих частотиз-заувеличения активных потерь в сердечниках и возрастания влияния нерегулярности линий передачи. Поэтому при конструи-

studfiles.net

17.5. Балансные смесители

266

На рис.17.7 показаны некоторые типовые схемы НБС с двухшлейфными согласующими трансформаторами и ФНЧ на выходе ПЧ (направленные ответвители на рисунке не показаны). На рис.17.7,а,б согласование осуществляется с помощью разомкнутого и короткозамкнутого параллельных шлейфов длинойlш, на рис.17.7,в – с помощью четвертьволнового трансформатора и последовательного шлейфа, включенного после диода.

При выборе схемы согласования необходимо учитывать, что разомкнутый шлейф предпочтительней чем короткозамкнутый, потому что, во-первых,он проще конструктивно и,во-вторых,его удобнее использовать как подстроечный элемент для оптимизации согласования при наличии отклонения параметров диодов.

При разработке микроэлектронных устройств важными становятся вопросы оптимального использования рабочей площади и размещения элементов СВЧ тракта на подложке ГИС, пример топологической схемы НБС с экономным использованием поверхности показан на рис.17.7,б .

Характеристики смесителей заметно улучшаются при подавлении сигналов зеркального канала. К таким сигналам относятся: внешние сигналы с часто-

той ωЗ и комбинационные составляющие, образующиеся в процессе преобразования частот. Подавление внешних сигналов частотыωЗЧ позволяет улучшить селективность приемников, подавление комбинационных составляющих уменьшает потери преобразования и снижает уровень паразитного излучения гетеродина. Существует два принципиально разных способа подавления ЗЧ: первый способ – использование узкополосного преселектора; второй – использование схем с фазовым подавлением сигнала ЗЧ. На рис.17.7,г показана схема микрополоскового НБС с подавлением сигнала ЗЧ с помощью селективной цепи. На схеме обозначены: 1 – фильтр связи с гетеродином, 2 – смесительный диод, 3 – четвертьволновый шлейф, настроенный на частоту сигнала, 4 – фильтр зеркального канала, 5 – согласованная нагрузка для зеркальной частоты. Недостаток схемы – ее узкополосность. Кроме того, при небольшой разнице междуωС иωЗ (при низкой ПЧ) необходимо использовать высокодобротные фильтры с малыми потерями, трудно реализуемые в интегральном исполнении.

Главным недостатком НБС является перенос амплитудных шумов гетеродина на сигнал промежуточной частоты. Это приводит к значительному возрастанию kш, особенно при низких значениях ПЧ, или в высокочастотной части диапазона СВЧ, когда шумы гетеродинов существенно увеличиваются.Из-заэтого в НБС коэффициент шума может достигатьkш ~10–15дБ. Этого недо-

статка лишены балансные смесители(БС).

267

Балансный смеситель, электрическая схема которого показана на рис.17.8,а, содержит два диода, включенных таким образом, чтобы их токиi1 иi2 протекали в первичной обмотке выходного трансформатораWT2 во встречных направлениях. При этом синфазные составляющие магнитного потока вза-

Рис.17.8. Эквивалентные схемы балансных смесителей: а – с синфазной подачей

напряжения гетеродина; б – с противофазной подачей напряжения гетеродина

имно компенсируются, а противофазные – суммируются. Напряжение гетеродина подается на диоды синфазно, а напряжение сигнала – в противофазе. Токи преобразованного колебания ПЧ в обоих диодах также противофазные, возбужденные магнитные потоки суммируются и наводят во вторичной обмотке трансформатора WT2 напряжение ПЧ. БС позволяет уменьшить мощность гетеродина, которая просачивается в антенну приемника, что является важным для обеспечения требований электромагнитной совместимости.

Рассмотренную схему БС (рис.17.8,а) в СВЧ диапазоне практически не используютиз-засложности реализации симметричного выходного трансформатора. Более распространенная схема (рис.17.8,б), в которой напряжение гетеродина подается на диоды в противофазе, а напряжение сигнала в фазе. Однако, благодаря тому, что диоды включены навстречу друг другу, в этой схеме сохраняются те же самые фазовые соотношения и свойства, как и в предыдущем случае.

ωГ

Рис.17.9. Волноводные балансные смесители: а - на щелевом мосте; б – на Т-мосте

Одним из главных узлов БС диапазона СВЧ является гибридное соединение (СВЧ-мост),которое обеспечивает равномерное деление мощностей вход-

268

ного сигнала и гетеродина между диодами с заданными фазовыми соотношениями, а также обеспечивает максимальную развязку между входами сигнала и гетеродина. На рис.17.9,а показана упрощенная конструкция и эквивалентная схема БС на щелевом волноводном мосте (ЩМ). Он состоит из двух смесительных секций с диодамиVD1 иVD2, к которым через щелевой мост подводят колебания сигналаРС и гетеродинаРГ. Если начальные фазы этих колебаний на входе ЩМ равны нулю, то благодаря квадратурным свойствам ЩМ на диодVD1 поступает напряжение

u1C =UC cos(ωCt) іu1Г =UГ cos(ωГt − π2) ,

а на диод VD2 –

u2С =UС cos(ωСt − π2) іu2Г =UГ cos(ωГt) .

Диоды включены в противоположных направлениях, потому через нагрузку R0 течет разностный токіПЧ с частотойωПЧ = ωС − ωГ . При в ыполне-

нии условий симметрии схемы iПЧ = 2IПЧ sin(ωС − ωГ )t , то есть токи полезных сигналов суммируются в нагрузке синфазно.

Шумы гетеродина, которые существуют в полосе частот сигнала ωС и зеркального канала ωЗК имеют вид

uшС=Uшcos[(ωС−ωПЧ)t −ϕш] і uшГ=Uшcos[(ωГ−ωПЧ)t +ϕш].

Прием шумов гетеродина в полосе сигнала создает шумовой ток

iшС= i1ш−i2ш= IшС[cos(ωПЧt −ϕш) −cos(ωПЧt −ϕш) = 0 .

Таким образом, компоненты шума гетеродина в полосе сигнала взаимно компенсируются. Аналогичным образом компенсируются и шумы гетеродина в полосе зеркального канала. В реальном БС из-заразбаланса схемы шумы гетеродина подавляются на 15 – 30 дБ. Для эффективной работы балансных смесителей необходимо, чтобы подобранные в пары диоды были максимально одинаковыми по своим электрическими параметрами.

На рис.17.9,б показана электрическая схема БС на двойномТ-мосте(ТМ), который в отличие от ЩМ обеспечивает значительно большую развязку сигнального и гетеродинного входов (до 40 – 50 дБ). При однополярном включении диодов радиосигнал, подводимый вЕ-плечо,разделяется между боковыми плечами1 и2 в противофазе, поэтому, если после детектораVD1 фаза сигнала ПЧ равняется φ1ПЧ = ωt, то после детектораVD2 – φ2ПЧ =ωt–π.Эти сигналы в выходном трансформатореWТ будут складываться друг с другом в фазе. Шумы гетеродина, который подключен кН-плечу,разделяется в плечи1 и2 синфазно, созданные сигналы помехи на ПЧ после детекторовVD1 іVD2 также будут синфазны и в трансформаторе будут вычитаться друг из друга. Если диоды имеют малые относительные отклонения параметров, то составляющая шума на выходе смесителя, обусловленная шумами гетеродина, будет практически равна ну-

269

лю. При разнополярном включении диодов необходимость использования трансформатора для сложения сигналов отсутствует.

Рис.17.10. Балансные смесители на микрополосковых линиях:

а – принципиальная схема;б – топологическая схема;в – с повышенной развязкой;г – с ПЧ в СВЧ диапазоне;д - с режимом холостого хода на ЗЧ;е – с режимом короткого замыкания на ЗЧ

Примеры типичных конструкций микрополосковых БС показаны на рис.17.10. На рис.17.10,а изображена упрощенная электрическая схема БС на квадратурном двухшлейфном мосте, конструкция и принципы ее работы такие же самые как у БС на ЩМ (рис .17.9,а). Двухшлейфные НО обеспечивают развязку каналов сигнала и гетеродина не меньше чем 20 дБ при КСВ < 1,5 в полосе ~10%. На рис.17.10,б показана топологическая схема балансного смесителя на базе трехшлейфного моста. Применение трехшлейфных гибридных ответвителей позволяет расширить рабочий диапазон смесителя до 20% и больше. Потери преобразования этих схемLпр ~ 6 – 8 дБ. Приблизительно такую же самую полосу обеспечивает гибридное кольцо, но при большем КСВ. Если ПЧ находится в диапазоне СВЧ, применяют смесители с разомкнутыми четвертьволновыми шлейфами для закорачивания сигналов ПЧ, как это показано на рис.17.10,г. Смесители такого типа имеют ПЧ1–2ГГц, полосу пропускания 1 ГГц на уровне 1 дБ, коэффициент шума5–6дБ.

studfiles.net

6. Балансные смесители

Смесители, которые выполняют функцию перемножения напрямую, обладают превосходными характеристиками, потому что они идеально воспроизводят только гармоники с комбинационными частотами. Одно, достаточно общее свойство таких смесителей то, что они сначала преобразуют входное напряжение (t) в ток, а затем осуществляют перемножение токов.

6.1 Дифференциальный каскад как балансный умножитель

Простейший дифференциальный каскад (рис.6.1а) состоит из транзисторов Т1иТ2, нагрузочных элементовZна также источника токаI0. Входной сигналUdподается между базами транзисторовТ1иТ2.

Выражения для токов коллекторов Т1иТ2, работающих в НАР, соответственно имеют вид:(6.1)

(6.2)

Учитывая что , разница между двумя токами составит:

(6.3)

Рис.6.1 Балансный умножитель на основе дифференциального каскада

График зависимости (6.3) известный из курса «Элементная база аналоговых ИМС», и показан на рис.6.1б.

На линейном участке характеристики в выражении (6.3) , тогда, и соответственно получим:

(6.4)

Можно легко сделать так, что ток I0будет пропорционален второму входному напряжениюUвх2. Таким образом, условию (6.4) будет удовлетворять электрическая схема, показанная на рис.6.2. Такая схема называется двухквадрантным умножителем, посколькуUd может быть положительным и отрицательным, а Uвх2только положительным. Исходя из этой схемы, дляI0будем иметь:

Подставляя это в выражение (6.4) получим:

(6.5)

Выражение (6.5) справедливо в предположении, что и. При этом выходное напряжение определяется входными напряжениямиUd иUвх2, т.е.

6.2 Передаточная характеристика четырехквадрантного умножителя

Наибольший практический интерес представляет устройство четырехквадрантного балансного умножителя (ячейка Гильберта), электрическая схема которого приведена на рис.6.3. Балансной называют схему, у которой на выходе формируются только сумма и разность частот, а входные сигналы и их гармоники на выход не проходят. Передаточная характеристика умножителя такого типа может быть получена так же, как и для дифференциального каскада.

Разностный ток с плеч дифференциальной пары можно рассчитать следующим образом:

(6.6)

Учитывая соотношение (6.3) для уравнения (6.6) получим:

(6.7)

Следовательно, передаточная характеристика схемы двухбалансного умножителя определяется выражением (6.7). В зависимости от соотношения между , идля выражения (6.7) рассматривают четыре случая:

- для умножителя прии(6.8а)

- для модулятора прии(6.8б)

прии(6.8в)

- для детектора прии(6.8г).

6.3 Линеаризация аналогового умножителя, основанного на схеме Гильберта

Выражение (6.8а) для малого сигнала показывает, что разностный ток является произведением трех величин;и. В общем случае входные сигналы могут и не удовлетворять условию (6.8а). Тогда схему аналогового умножителя можно преобразовать к виду, показанному на рис.6.4. Такое включение резисторов в цепи эмиттеровприводит к линеаризации тока транзисторов даже если.

При большом входном сигнале ВАХ дифференциального каскада становится нелинейной, тогда . Другой способ обеспечения линейности умножения в широком динамическом диапазоне заключается в введении дополнительных устройств нелинейности (рис.6.5), которые компенсируют передаточную характеристику, связанную с гиперболическим тангенсом. Упрощенная схема устройства, обеспечивающего получениеU1, пропорционального логарифму входного сигнала, с целью линеаризации передаточной характеристики дифференциального каскада с общим эмиттером приведена на рис.6.6. Дополнительный блок имеет характеристику обратного гиперболического тангенса.

Для токов I1иI2 можно записать:

; , (6.9)

где I01- ток покоя, который протекает когдаU1=0; К1- проводимость преобразователя напряжение – ток.

Так как Т7иТ8находятся в диодном включении и смещаются токамиI1,I2, то:

;

тогда определяется разностью, вызванной разностью токов

(6.10)

Используя соотношение для (6.10) получим следующее выражение:

(6.11)

Таким образом, выражение (6.7) с учетом того, что блок компенсирующий нелинейность имеет напряжение, заданное формулой (6.11), определится следующим соотношением:

(6.12)

Схема на рис.6.5 допускает некоторое упрощение. Это связано с тем, что транзисторы могут непосредственно выполнять функцию преобразователей напряжение – ток. Такой умножитель показан на рис.6.7. Следует отметить, что наибольшее распространение получил умножитель с резисторами в эмиттерных цепях (рис.6.8).- преобразуется в промежуточное напряжение, снимаемое с транзисторов, находящихся в диодном включении. Таким образом, нелинейность, вносимая во входной сигнал в процессе преобразованияв, является обратной функцией по отношению к нелинейности характеристики перехода Б-Э транзисторов. Резисторы обратной связи,обеспечивают линейное преобразование входных напряжений в разностные токи,:

Для обеспечения линейного преобразования необходимо, чтобы

Тогда , где. Интегральное исполнение обеспечивает согласование параметров элементов. Преобразователь дифференциального выхода в простой можно выполнить подобно преобразованию, например, в операционных усилителях (курс «Аналоговые интегральные схемы»).

studfiles.net

Волноводные балансные смесители :: СВЧ-ТРАКТ

Волноводные балансные смесители

Назначение:

НАЗНАЧЕНИЕ Широкополосные балансные смесители для диапазона мм волн. Эти смесители имеют малые потери преобразования в полных диапазонах волноводов по сигнальному […]

НАЗНАЧЕНИЕ

Широкополосные балансные смесители для диапазона мм волн. Эти смесители имеют малые потери преобразования в полных диапазонах волноводов по сигнальному и гетеродинному входам, обеспечивают широкую полосу ПЧ (до 18–26 ГГц).Применяются в радиолокации, радиометрии, источниках сигналов, анализаторах цепей и сигналов, частотомерах, преобразователях частоты.Выполнены на основе планарной конструкции с использованием волноводно-щелевых и микрополосковых линий, реализуемых на диэлектрической подложке в Е-плоскости волновода.В смесителях использованы арсенид-галлиевые диоды с барьером Шоттки с балочными выводами.

УСЛОВИЯ ЭКСПЛУАТАЦИИ

Интервал рабочих температур: 5–40 oСОтносительная влажность воздуха: 98 %

ТЕХНИЧЕСКИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ

СМЕСИТЕЛИ ДЛЯ ВОЛНОВОДОВ ТИПА WR ПО СТАНДАРТАМ МЭК

Примечания:*Для модели 7019B диапазон частот гетеродина 129,2–142,8 ГГцОбщие технические характеристики:

• Развязка между гетеродинным и сигнальным входами не менее 18 дБ
• Допустимая суммарная мощность гетеродина и сигнала 30 мВт (макс.)
• Соединитель ПЧ: SMA(f) Модели с 7010В по 7019В работают при смещении до+8,5В

БАЛАНСНЫЕ СМЕСИТЕЛИ НА ВОЛНОВОДАХ ПО ГОСТ 13317-89

Примечания:

* для моделей 7047В диапазон частот гетеродина 129,2–142,8 ГГцОбщие технические характеристики:

• Развязка между гетеродинным и сигнальным входами не менее 18 дБ
• Суммарная мощность гетеродина и сигнала 30 мВт (макс.)
• Соединитель ПЧ: тип IX (P) по ГОСТ 13317-89

Модели с 7040В по 7047В работают при смещении до +8,5 В

xn----8sbe8a2adjd3b.xn--p1ai

4.6.2 Балансные смесители

Балансные транзисторныесмесители(БТС) состоят из двух одинаковых транзисторных каскадов в сочетании с мостовыми устройствами. В отличие от балансных усилителей в БТС имеется дополнительная возможность балансировки подбором фазы гетеродина. В балансных смесителях применяются синфазные, квадратурные и противофазные мостовые устройства.

Схема балансного смесителя на рис.4.21 содержит пару двухзатворных полевых транзисторов Шотки (ДЗПТШ) и два противофазных мостовых устройства (ПМУ) на входе и выходе. Смесительные транзисторы возбуждают­ся источником сигнала противофазно, а гетеродином — синфазно. Выходные колебания промежуточной частоты на стоках противофазные, по­этому их надо суммировать с помощью противофазного мостового устройства (ПМУ).

В схе­ме на рис.4.21 функцию выходного ПМУ выполняют два фазовращателя Фв с об­щим сдвигом фаз 180° и сумматор . Балансные транзисторные смесители (БТС) существенно ослаб­ляют побочные каналы приема с четными гармониками вход­ного сигнала. В частности, подавляются каналы полузеркальной частотыfПЗ = fС ± 0,5fПР. Как и балансные усилители, балансные транзисторные смесители (БТС) обладают большим динамическим диапазоном и лучшим коэффициентом стоячей волны по сравнению с несимметричными схемами смесителей на одном транзисторе.

4.6.3 Кольцевые смесители

Кольцевые транзисторные смесители строятся на основе двух балансных смесителей. Кольцевые смесители подавляют побочные каналы приема с четными гармониками и сигнала, и гетеродина. По сравнению с БТС они обладают лучшими характеристиками по мощности насыщения и интермодуляционным искажениям, по­являющимся при воздействии нескольких высокочастотных помех.

В балансных и кольцевых преобразователях не подавляются каналы зеркальной частоты. Их ослабляют с помощью полосовых фильтров (ПФ) в пре-селекторе, но часто требования к характеристикам таких фильт­ров технически невыполнимы, особенно при низкой промежуточ­ной частоте fПР« fС. Для подавления каналов зеркальной частоты (ЗЧ) строятся дву­канальные компенсационные схемы, аналогичные схеме на рис.4.14. Компенсационные схемы составляются из двух смеси­телей, в качестве которых могут быть использованы любые из рас­смотренных схем, в сочетании с фазовращателями. Вариант двуканаль­ного компенсационного смесителя на 2-хзатворных ПТ с подав­лением ЗЧ – на рис.4.23. В качестве формирователя квадратур на входе смесителя используются первое квадратурное мостовое устройство (КМУ-1), а в качестве квадратурного сумматора колебаний промежуточной частотыfПР на выходе ПЧ используются второе квадратурное мостовое устройство (КМУ-2).

Блоки КМУ обеспечивают фазовые сдвиги на 90° между выходными сигналами, улуч­шают согласование смесителя с источником сигнала и нагрузкой. КМУ-1 обеспечивает подачу сигнала на первые затворы транзисторов со сдвигом 90°, колебания гетеродина подаются на вторые затворы тех же тран­зисторов в одинаковой фазе. Как и в схеме на рис. 4.14 полезные продукты пре­образования на выходе второго КМУ (рис. 4.23) складываются синфазно, а колебания зеркальной частоты гасятся в согласованной нагрузке.

При описании сложных процессов, протекающих в преобразо­вателях СВЧ, их необходимо рассматривать в виде многочастот­ной системы, характеризующейся многократным взаимодействием колебаний различных частот. Аналитическое рассмотрение боль­шого числа взаимодействующих на нелинейном элементе частот является весьма сложной задачей. Поэтому при анализе исполь­зуется линеаризация характеристик преобразовательных элементов (ПЭ) относительно колебаний сигнала и ком­бинационных частот. Уровни этих колебаний полагаются малыми по сравнению с уровнем колебаний гетеродина. Тогда ПЭ в режиме преобразования можно представить квазилинейным мно­гополюсником. Число полюсов многополюсника определяется чис­лом взаимодействующих частот и степенью сложности эквива­лентной схемы транзисторного ПЭ.

Большой разброс параметров выпускаемых промышленностью транзисторов СВЧ, значительная зависимость параметров преоб­разования от режимов работы, способа подачи колебаний гетеро­дина на транзистор и уровня мощности гетеродина затрудняют непосредственное использование структурных моделей и их экви­валентных схем при проектировании преобразователей СВЧ.

Для расчета транзисторных преобразователей используется ап­парат параметров рассеяния, однако в отличие от S-параметров в режиме усиленияSn-параметры транзистора в преобразователь­ном режиме связывают расходящиеся от транзистора и сходящие­ся к нему нормированные волны напряжений не одинаковых, а разных частот. Бесструктурная модель транзистора в режиме мно­гочастотного преобразования представляется в виде многополюс­ника, описываемого системой уравнений вSn-параметрах на раз­личных частотах. В общем случае эта система громоздка. На двух частотах – сигнальной и промежуточной – преобразователь частоты рассмат­ривается как линейный 4-хполюсник и для его расчета приме­няются формулы, полученные для транзисторного усилителя СВЧ с заменой усилительных параметров на преобразовательные.

134

studfiles.net

Смотрите также

• 
  Wasser смеситель
• 
  Материал смесителя
• 
  Прокладка смесителя
• 
  Смеситель выбрать
• 
  Смесители вода
• 
  Квадратурный смеситель
• 
  Смеситель передатчика
• 
  Гидродинамический смеситель
• 
  Viega смесители
• 
  Водоразборный смеситель
• 
  Смеситель телескопический