Квадратурный смеситель
Выглядит он как-то так.
По сути, это два смесителя о котором я рассказывал в предыдущей части. На первые входы обоих смесителей подается сигнал с нашего АЦП, а на вторые сигналы с гетеродина. Однако, сигналы гетеродина в этом смесителе должны быть сдвинуты на 90 градусов. Т.е. поток данных с АЦП умножается в первом смесителе на синус, а во втором на косинус, формируемый нашим гетеродином. Очевидно, что гетеродин теперь должен иметь два выхода сдвинутых на 90 градусов, т.е. sin, cos. Гетеродин у нас стал квадратурным гетеродином.
Что делает такой смеситель:
Пусть входной сигнал у нас будет X, выходные сигналы обозначим как, I – та часть, которая умножена на косинус, Q – та часть, которая умножена на синус. w = 2пf. Откуда появятся такие уравнения:
I(t) = X(t) * cos (w) Q(t) = X(t) * sin (w)
Такие чудо сигналы, имеют место на выходе нашего смесителя. Это так называемый квадратурный сигнал, а именно: I – синфазный, Q – квадратурный сигнал. Это вам ничего не напоминает? Да, да, это очень похоже на действительную и мнимую часть сигнала. Или комплексную огибающую.
И уже из этого квадратурного сигнала можно демодулировать все что угодно. Вопрос остается только в сложности и реализуемости конкретного вида демодуляции.
Программная реализация
В принципе если вы читали предыдущую статью, не должно возникнуть никаких особых затруднений. Просто нужно все, что было в гетеродинном приемнике скопипастить еще один раз. И усовершенствовать наш гетеродин, переделав его в квадратурный.
Модернизация DDS колебатора:
Все изменения сводятся к установке квадратурного выхода DDS генератора. Теперь вы можете проделать путь к фазофильтровому или любому другому приемнику. Подробнее о квадратурном демодуляторе можно почитать, например в [1], [2].
Дециматор – CIC фильтр
Прошлый раз меня просили рассказать о выборе частоты после дециматора. Немного расскажу, как рекомендуется работать при децимации сигнала. Во-первых, децимацию рекомендуется делать ступенями. Т.е. разбивать большой коэффициент децимации на несколько маленьких. Это повышает подавление нежелательных составляющих неминуемо образующихся при децимации. Т.е. алиазинга. Кроме того, рекомендуется на каждой ступени, увеличивать разрядность, это способствует увеличению динамического диапазона приемника. Конкретные рекомендации, типа: сколько ступеней использовать при таком то коэффициенте децимации дать трудно. Но обычно используют от 2 до 6, в зависимости от коэффициента децимации. Чем больше коэффициент, тем больше ступеней. Например, для гетеродинного приемника с коэффициентом децимации 1024 можно было бы разбить всю децимацию на 4 ступени, с коэффициентами децимации 8, 8, 8, 2. Т.е. 8*8*8*2 = 1024. В реальности эффект от такого разбивания можно увидеть только сделав БПФ и наблюдая за спектром.
Однако все это повышает ресурсоемкость структуры децимации. Так – что тут как говорится, каждый умирает сам.: о)
Выбор коэффициента децимации в первую очередь зависит от применяемого ЦАП, или необходимости синхронизироваться со стандартами частоты дискретизации звука. А так же от желаемой полосы обзора спектра, если в системе есть БПФ. Ну и критерий Найквиста никто не отменял. Кое какую информацию о децимации можно почерпнуть в [3]
Это сладкое слово CORDIC
Собсно, это так называемый appendix, как любят в забугорной лит-ре писать: о). В принципе я вам уже рассказал выше все, что хотел в этой части статьи. А далее я расскажу о том как делают крутые дяди, жаль что тети в этой теме встречаются редко: о).
Дело в том, что такую реализацию квадратурного смесителя, о которой я вам рассказал, сейчас стараются не делать. А вместо двух умножителей с DDS генератором, используют CORDIC алгоритм с аккумулятором фазы. Минус DDS+умножитель заключается в том, что у DDS генератора кроме аккумулятора фазы есть таблица синуса, и эта таблица имеет некоторую точность. И еще, зачастую фазу и таблицу синуса усекают, иначе она бы занимала очень много памяти. Не буду вдаваться в подробности работы DDS генератора, я думаю, это вы найдете в интернете без проблем. А вот бяка заключается в том, что якобы усечение фазы и как следствие погрешность установки отсчетов синуса нехорошо сказывается на SFDR (динамический диапазон свободный от гармоник), и SNR (отношение сигнал шум) приемника.
А вот CORDIC не использует никаких таблиц, а производит чистое умножение на синус и косинус угла, т.е. осуществляет поворот вектора. Я не производил качественных и тем более количественных измерений смесителей, реализованных на умножитель+DDS и на CORDIC алгоритме, поэтому точно сказать не могу что лучше, знаю только что на слух вы там ничего не услышите это точно: о).
Однако, крутые дяди занимающиеся этой темой, чай не дубы, и наверное знают о чем говорят. Поэтому, можно с утверждением сказать, что CORDIC в качестве квадратурного смесителя лучше.
Как это работает
Нас как обычно, спасает логическое ядро CORDIC алгоритма от Xilinx. Там за нас уже все придумано, нам надо его только правильно настроить.
CORDIC от Xilinx в режиме поворота вектора, а это нам как раз и надо, вычисляет следующие уравнения:
X’ = cos (ф) * X – sin (ф) * YY’ = cos (ф) * Y + sin (ф) * X
Но это нам не совсем подходит, нам нужны только косинус и синус. Поэтому на один из входов нам необходимо подать постоянно 0, тогда наши уравнения примут вид:
X’ = cos (ф) * XY’ = sin (ф) * X
Можно 0 подавать и на X, на выходе в этом случае будет минус синус. Если забегать вперед, обычно так и делается. Разницы тут конечно особой нет, просто минус синус позволяет согласовываться с БПФ если оно будет в системе, там в этом случае несколько получается попроще, но это уже другая история…. Что такое ф? Очевидно что это угол, на рисунке он обозначен как P, типа фаза – это одно и тоже. Диапазон изменения угла от –Пи до Пи. В реальности это не очень удобно, и при настройке ядра лучше использовать опцию нормализованного угла от -1.0 до 1.0.
Ну вот… Остается понять, что за аккумулятор фазы еще там приклеен. Аккумулятор фазы как раз и есть та штука, которая гонит в наш CORDIC угол ф. Точно так же как раньше DDS гнал отсчеты синуса или косинуса в умножитель, тут аккумулятор фазы гонит угол в CORDIC.
Дак что же это за аккумулятор такой?
Это обычный счетчик с индексом М. А индекс М – это наше слово частоты, меняя это слово, мы меняем скорость приращения фазы и как следствие перестраиваемся по частоте. Короче говоря, это точно такой же узел, который есть в DDS генераторе, или иными словами это тот же DDS генератор только без таблицы синуса. Аккумулятор фазы, можно родить как самому, благо счетчик осилит каждый, так и использовать уже известное нам логическое ядро DDS генератора в режиме генератора фазы. С этим я думаю, вы разберетесь и сами, не забываем только о том, что у CORDIC алгоритма формат входных и выходных данных дробный. 1QN формат для входных и выходных данных и 2QN для угла. Подробнее, курим даташит…
Пару слов о настройке CORDIC ядра: Режим: вращение вектора (Rotate) Структура: Конвейерный режим – иначе CORDIC не будет успевать считать семплы. Формат фазы: Нормализованные радианы. Обязательно поставить галку Corse Rotation – это включает модуль грубого поворота угла, иначе CORDIC будет считать только до Пи/4. А так же включить компенсацию масштаба, это повышает точность.
Выглядеть это может как то так:
А вот реализацию этого в реальном мире, я оставлю вам на домашнее задание.: о). Кто осилит, пишите: о) Кстатии, есть даже DDS генераторы не на основе таблицы синуса, а на основе CORDIC алгоритма: о). Ресурсов это требует больше, но зато чистый спектр. Так, чета вспомнилось… к слову: о). В принципе для радиолюбительских целей CORDIC можно и не юзать, все вполне работает и на связке умножитель+DDS.
Эти крутые дяди – такие крутые…
На последок еще пару слов как делают, и делать в принципе надо. Правда реализация такого в ПЛИС пока довольно сложна, лично я пока не осилил… Но есть к чему стремиться. Это обычно делают там, где попроще — в компьютерной программе. Представим, что наш квадратурный сигнал мы взяли и подали на БПФ. Что это нам даст? Это нам даст спектр участка диапазона в реальном времени.
Нарисовано схематически и не в масштабе, чисто чтобы понять смысл. На этом спектре (верхний график) видно, что есть какой-то сигнал, и мы его хотим послушать. Как нам это сделать? Полоса пропускания приемника, всего 3Кгц, а сигнал на спектре находится в районе, к примеру на частоте 50 Кгц, т.е. частота гетеродина + 50 Кгц. Самый простой метод сместить частоту гетеродина на 50 Кгц вверх, чтобы этот сигнал оказался в полосе пропускания НЧ фильтра. Но это как бы не особо… и известно еще со времен Попова… Но есть другой метод, не трогая частоту гетеродина, тупо взять и скопировать этот участок спектра прямо в полосу пропускания приемника. Сделать ОБПФ и радоваться…
Т.е. мы можем просматривать диапазон в реальном времени и слушать разные его участки, не трогая настройку приемника. Профит? Ага…: о). Это чисто на пальцах, там есть куча всяких подводных камней, но это уже совсем другая история… и выходит далеко за рамки простого цифрового приемника.
Ну вот, собственно и все на этот раз… Удачных экспериментов и дальнего приема: о). Надеюсь было интересно тем кому интересно: о).
Спасибо за внимание!
Для общего развития: 1. dspsys.org/vsa/23-iqdemod 2. www.dsplib.ru/content/quadosc/quadosc.html 3. www.paradiddle.us/custom-dsp-solutions/dsp-radio2 4. www.eurojournals.com/ejsr_30_4_03.pdf 5. www.mhprofessional.com/downloads/products/0071485473/SkolnikCh35.pdf
we.easyelectronics.ru
Развитие монолитных интегральных схем, предназначенных для использования в радиоприемных трактах, идет по пути кардинального сокращения числа дополнительных внешних элементов.
Первые монолитные РЧ ИС представляли собой набор активных элементов объединенных в заготовки усилительных каскадов, смесителей и т.д. Пассивные элементы, которые определяют частотные, усилительные и селективные свойства тракта (катушки индуктивности, емкости, пъезокерамические фильтры и т.д.) являлись внешними.
Внешние дискретные пассивные элементы имеют, как правило, лучшие параметры, по сравнению с интегральными. Это прежде всего касается индуктивных элементов, которые имеют значительно более высокие значения добротности по сравнению с интегральными. Использование внешних элементов позволяет строить на основе ИМС радиоприемные тракты различных архитектур с высокими техническими характеристиками.
Супергетеродин является наиболее популярной архитектурой в трактах с использованием внешних компонентов. Структурная схема супергетеродина с одним преобразованием частоты обсуждалась в материале лекции 1. Однако в сверхвысокочастотных диапазонах, которые наиболее широко используются в современных радиотелекоммуникационных системах, супергетеродины с одним преобразованием частоты имеют существенный недостаток. Он связан с необходимостью компромисса между степенью подавления зеркальногоканала (паразитного канала приема, симметричного к основному относительно частоты гетеродина) и селективностью по соседнему каналу. Увеличение промежуточной частоты облегчает подавление зеркального канала, однако требует использования все более высокодобротных фильтров для получения достаточной селективности по соседнему каналу.
Проблему решает использование супергетеродинов с двумя и более преобразованиями частоты. Соответственно, в системе имеется несколько промежуточных частот. Первая промежуточная частота выбирается относительно высокой для обеспечения необходимого подавления зеркального канала, а вторая – низкой, для обеспечения селективности по соседнему каналу. Структурная схема с двойным преобразованием частоты показана на рис.1.
Рис.1. Супергетеродин с двойным преобразованием частоты.
Большинство классических архитектур радиоприемных трактов полагаются на доступность пассивных высокодобротных внешних компонентов. В интегральном исполнении же, довольно сложно получить добротные катушки индуктивности, а диапазон их значений весьма ограничен. При постановке задачи полной интеграции тракта на кристалл не желательно использовать внешние кварцевые и пъезокерамические фильтры, которые выступают в качестве фильтров основной селекции в классических супергетеродинах.
По причине низкой добротности интегральной индуктивности довольно трудно получить пассивные высокоселективные фильтры. На частотах вблизи 1 ГГц и выше возможно применение спиральных интегральных катушек индуктивности и проводников разварки (bondwires) в качестве индукторов. Наиболее эффективно их применение для снижения потребляемой мощности высокочастотных блоков и получения ограниченной фильтрации.
На частотах ниже 100МГц в качестве фильтров основной селекции используются активные фильтры. Динамический диапазон активных фильтров, как правило, заметно меньше пассивных. Тем не менее, уменьшение полосы пропускания активных фильтров и снижение промежуточной частоты ведет к расширению динамического диапазона при одновременном снижении потребляемой мощности. Последнее обстоятельство делает привлекательным использование низких промежуточных частот для полностью интегрированных приемных трактов. При этом возникает проблема подавления зеркального канала, которая решается с помощью смесителей специальной архитектуры (квадратурные (комплексные) смесители (complex mixer)).
Рассмотрим подробнее архитектуру и принципы работы квадратурных смесителей. Архитектура типичного квадратурного смесителя показана на рис.2.
Рис. 2. Архитектура типичного квадратурного смесителя.
Квадратурный смеситель состоит из идентичной пары смесителей, пары фильтров низкой частоты, фазовращателя и сумматора.
Входной сигнал радиочастоты VRFподается на входы двух смесителей. Предположим, что
VRF =Vcos(RF*t). (1)
На пару смесителей(I иQ) подаются сигналы гетеродина равной амплитуды, но в квадратуре (сдвинутые по фазе на 90о):
I=Bcos(LO*t) (2)
Q=Asin(LO*t) , (3)
где A=B.
В этом случае (если смеситель является идеальным перемножителем) на выходе смесителя I появляется напряжение
VI=(VRFB/2)*(cos(RF*t+LO*t)+ cos(RF*t-LO*t)), (4)
а на выходе смесителя Q
VQ=(VRFA/2)*(sin(RF*t+LO*t)- sin(RF*t-LO*t)). (5)
Компоненты содержащие сумму частот легко фильтруются даже с помощью простейших фильтров низкой частоты. Отметим, что чувствительность к знаку разности частот второго слагаемого в (5) является ключевым свойством в квадратурном подавлении зеркального канала. ОбозначимIF=RF-LO и будем считать канал LO+IF – основным, аLO-IF – зеркальным. В этом случае напряжения в смесителе после ФНЧ будут иметь вид:
для основного канала -
VI =(VRFB/2)*cos(IF*t) , (6)
VQ =-(VRFA/2)*sin(IF*t) ; (7)
для зеркального канала –
VI =(VRFB/2)*cos(IF*t) , (8)
VQ =(VRFA/2)*sin(IF*t) . (9)
Здесь следует обратить внимание на ключевую разницу в знаках дляQкомпонент основного и зеркального канала. После прохождения фазовращателя (где имеет место преобразованиеsin(IF*t) -cos(IF*t)) и сумматора выходное напряжение смесителяVIF= VI+VQ примет вид:
для основного канала -
VIF= (VRF/2)*(B*cos(IF*t) + A*cos(IF*t)) ; (10)
для зеркального канала –
VIF= (VRF/2)*(B*cos(IF*t) - A*cos(IF*t)) . (11)
Сравнение (10) и (11) показывает, что в квадратурном смесителе происходит взаимное усиление компонент для основного канала и подавление для зеркального (A=B).
В действительности из-за не полной идентичностиI ,Q – трактов, не идентичности амплитуд генераторов A иB, не идеальности фазовращателя, подавление зеркального канала происходит не полностью.
Степень подавления зеркального канала (image-rejection ratio) IRR в случае наличия рассогласования амплитуди фаз(в радианах) в цепях квадратурного смесителя определяется выражением:
IRR= 4/(()2+2).
Реально, трудно достичь степени согласования амплитуд лучше, чем 0.001 и степени согласования фаз лучше 1о. Это соответствует подавлению в 41 дБ. Типичное же подавление зеркального канала в квадратурном смесителе около 35 дБ. В то же время, требуемое подавление может составлять 80 дБ и более. В этом случае необходимо применять разного рода схемы автокалибровки и дополнительной фильтрации. В целом, квадратурный смеситель
Радикальным способом одновременного подавления зеркального канала и снижения промежуточной частоты является выбор нулевой промежуточной частоты (прямое преобразование). В этом случае, зеркального канала просто не существует, т.к. он совпадает с основным.
На рис. 3 показана часть радиотракта прямого преобразования.
Рис.3 Часть радиотракта приемника прямого преобразования.
Как и в квадратурном смесителе, здесь используется пара идентичных смесителей на которые помимо РЧ сигнала подается сигнал с гетеродина в квадратуре. Такое построение смесителей необходимо для того чтобы не потерять информацию, связаную с наличием верхней и нижней боковых полос в принимаемом сигнале. Сигналы вI иQ каналах содержат полную информацию об огибающей входного сигнала и могут быть обработаны в соответствующим образом построенном демодуляторе.
В приемнике прямого преобразования наличие рассогласования в цепях смесителя и ФНЧ не ведет к ухудшению селективности, а лишь к некоторому искажению полезного сигнала, что зачастую не имеет никакого значения (при приеме цифровых данных). ФНЧ в приемнике прямого преобразования одновременно является и ФОС, а поскольку он работает на наименьшей из возможных частот, то потенциально может обладать хорошим динамическим диапазоном при наименьшей потребляемой мощности.
Однако у приемника прямого преобразования есть и свои недостатки. Одним из наиболее серьезных следует признать работу гетеродина на частотах равных или кратных основному каналу приема. Это заставляет предпринимать значительные усилия для недопущения утечек сигнала гетеродина в эфир. В противном случае создаются помехи для работы близь распложенных приемников настроенных на тот же канал приема. Другой недостаток связан с влиянием 1/fшумов и постоянных смещений напряжения в следствии нулевой промежуточной частоты.
studfiles.net
Вопросы.
1.Краткая история возникновения радио.
2.Назначение радиоприемного тракта.
3.Основные преобразования сигнала в радиоприемном тракте.
4.Архитектура супергетеродинного радиоприемного тракта (с одним и двумя преобразованиями частоты).
5.Архитектура супергетеродинного радиоприемного тракта с низкой промежуточной частотой. Квадратурный смеситель.
6.Архитектура радиоприемного тракта с нулевой промежуточной частотой (прямого преобразования).
7.Коэффициент шума. Отношение сигнал/шум.
8.Коэффициент шума. Выражение для коэффициента шума в многокаскадных системах.
9.Нелинейные искажения. Меры линейности радиоприемного тракта (IP2, IP3).
10.Динамический диапазон радиоприемного тракта.
11.Оптимизация динамического диапазона радиоприемного тракта.
12.Интегральные элементы для построения радиотракта в КМОП технологии. Резисторы. Конденсаторы.
13.Интегральные элементы для построения радиотракта в КМОП технологии.
Интегральная индуктивность.
14.Широкополосные усилительные каскады. Принцип построения усилительных каскадов на основе потенциального зеркала.
15.Широкополосные усилительные каскады. Каскады на основе потенциального зеркала (базовое звено и схемы на его основе).
16.Метод оценки верхней граничной частоты усилительных каскадов (OCTs).
17.Малошумящий усилитель. Классическая теория шумящего четырехполюсника.
18.Методы согласования широкополосных малошумящих усилителей.
19.Метод согласования узкополосных малошумящих усилителей.
20.Назначение смесителей. Типы смесителей.
21.Коммутационные смесители. Эквивалентная схема пассивного коммутационного смесителя.
22.Коэффициент преобразования пассивного коммутационного смесителя.
23.Порядок расчета малошумящих узкополосных РЧ КМОП усилителей.
24.Возможности программы Spectre RF.
Лекция 1.
Краткая история возникновения радио. Основные преобразования сигнала в радиоприемном тракте.
Краткая история возникновения радио.
Свою историю радио начинает с экспериментов Герца по проверке уравнений Максвелла. Передатчик Герца состоял из катушки индуктивности, искрового разрядника и простейшей антенны. В качестве приемника использовался резонансный контур с антенной и разрядником. О наличии передачи можно было судить по видимому искровому разряду в приемнике. Нет нужды говорить, что дальность этой системы вследствие крайне низкой чувствительности приемника была мала (реально в пределах комнаты).
Далее опыты продолжил Маркони. Он использовал тот же передатчик, что и Герц, однако в приемнике он применил когерер (соhеrеr) изобретенный в 1890 г. Брэнли (Вrаnly). Когерер представлял собой стеклянную трубку, наполненную слегка окисленным металлическим порошком. Сопротивление когерера резко изменялось при воздействии высокочастотного переменного тока. Этот приемный тракт (рис.1.1) позволял осуществлять прием телеграфных сигналов. На основе когерера в 1895 году А.С. Попов продемонстрировал первое в мире практически значимое радиоприемное устройство.
Работы над совершенствованием когерера (несовершенными контактами) привели к изобретению полупроводниковых диодов на точечных контактах (1901-1904,Воsе). Вследствие своей широкополосности эти системы принимали большое количество помех, что крайне затрудняло их практическое использование. Введение резонансного контура позволило улучшить качество связи. Однако отсутствие достаточного усиления в приемном тракте вынуждало увеличивать мощность передатчиков вплоть до мегаватт (к концу первой мировой войны).
Этот недостаток заставлял непрерывно работать инженерную мысль над совершенствованием приемных трактов. К 1906 году широкое применение нашли приемники на основе диодов с точечным контактом (рис.1.2). Этим же временем датируется первая в мире аудио радиотрансляция. В 1907 году был запатентован первый в мире электронный прибор, способный усиливать сигналы (электронная лампа - триод). Схема простейшего приемника на основе триода приведена на рис.1.3.
В 1912 Э. Армстронг построил регенеративный приемник с использованием триода. За счет использования положительной обратной связи ему удалось существенно повысить чувствительность и селективность приемного тракта.
когерер
Рис.1.1 Приемник на основе когерера
Рис.1.2 Приемник на основе полупроводникового диода
Рис.1.3 Приемник на основе триода Однако на высоких частотах было трудно получить достаточное усиление. Э. Армстронг
использовал известный к тому времени гетеродинный принцип (использовавшийся до этого в основном для "озвучивания" телеграфных сигналов) для преобразования высокой частоты в более низкую промежуточную. Он назвал свою систему супергетеродинном (1917), который доминировал в качестве базовой архитектуры в течении всего прошлого столетия (рис.1.4). В то же время, были изобретены нейтродин, рефлексный приемник, сверхрегенеративный приемник, которые при минимальном числе деталей позволяли получать впечатляющие результаты по чувствительности приемного тракта.
Назначение радиоприемного тракта
Радиосигнал, несущий полезную информацию, на входе радиоприемного тракта обычно мал и содержится в смеси с помехами, которые могут многократно превосходить его по мощности. Передаваемое сообщение соответствует модулирующему колебанию и в явном виде во входном радиосигнале не содержится. Поэтому в радиоприемном тракте необходимо решать задачи:
•выделения полезного сигнала из смеси его с помехами;
•выделения модулирующей функции;
•выделения передаваемой информации из модулирующей функции, и ее преобразование к удобному для дальнейшего использования виду.
Изучение вопросов выделения передаваемой информации из модулирующей функции выходит за рамки данного курса, так как она обычно решается методами низкочастотной аналоговой интегральной схемотехники, а в настоящее время все чаще с помощью цифровых сигнальных процессоров.
Решение перечисленных задач в радиоприемном тракте осуществляется с помощью следующих функций:
1.избирательности – выделения полезного сигнала из смеси “сигнал+помеха”, в соответствии с некоторым различием их физических свойств;
2.демодуляции – выделения модулирующего колебания из колебания радиосигнала высокой частоты;
3.усиления полезного сигнала;
4.частотного преобразования радиосигнала в область частот, оптимальную для его обработки;
5.адаптации к изменяющейся электромагнитной обстановке.
Основные преобразования сигнала в радиоприемном тракте.
Совокупность колебаний, действующих в тракте радиочастоты, образует сложный процесс, который называется групповым сигналом. В общем случае групповой сигнал содержит полезное принимаемое колебание, а также все остальные колебания, являющиеся помехам радиоприему.
Групповой сигнал, снимаемый с антенны 1 (рис.1.4) содержит в своем составе помехи, которые могут многократно превосходить полезный сигнал. Для того, чтобы избежать перегрузки входных цепей и подавить нежелательные каналы приема входной сигнал проходит через цепи предварительной селекции (преселектор 2).
4
1
6
Рис.1.4 Упрощенная структурная схема радиоприемного тракта (супергетеродин).
Преселектор является пассивным фильтром, выполненным с использованием индуктивных элементов, емкостей и полосковых линий. Как правило, преселектор является широкополосным по сравнению с шириной канала, и его селективности не достаточно для выделения желаемого канала приема. После прохождения преселектора оказываются в значительной степени подавлены внеполосные помехи.
Уровенъ полезного сигнала может оказаться сравнимым с уровнем шумов каскадов радиотракта. Для того, чтобы снизить влияние собственных шумов радиоприемного тракта, его входным каскадом как правило является малошумящий усилитель 3 (МШУ (LNA)) радиочастоты. Уровень собственных шумов МШУ в основном определяет чувствтельность тракта. Коэффициент усиления МШУ выбирается относительно небольшим (5-10раз). Этому есть несколько причин.
Первая заключается в том, что при большом коэффициенте усиления помеха (которая нередко значительно превосходит по уровню полезный сигнал) может вывести МШУ из линейного режима работы. Это приводит к нежелательному взаимодействию составляющих группового сигнала.
Вторая причина – энергетическая, усиление на высоких частотах требует больших затрат мощности.
Если МШУ выполняется по схеме с резонансной нагрузкой, то усиливаются только те составляющие группового сигнала, которые принадлежат основной полосе приема.
Усиленный МШУ сигнал подается на смеситель 4. Смеситель переносит спектр группового сигнала в (промежуточную) область частот, в которой удобно и энергетически эффективно проводить его дальнейшую обработку. Промежуточная частота определяется частотами входного сигнала и гетеродина 6.
Как правило, промежуточная частота (ПЧ (IF)) лежит гораздо ниже частот основной полосы приема (радиочастоты (RF)). Исключение составляют радиоприемные тракты инфрадинного типа. В зависимости от конкретной архитектуры тракта таких преобразований (и, соответственно, промежуточных частот) может быть несколько. В области промежуточной частоты происходит выделение желаемого канала приема с помощью фильтров основной селекции (ФОС) 5. После ФОС, групповой сигнал содержит главным образом полезный сигнал, а также шумы, лежащие в полосе полезного сигнала, и, возможно, продукты нелинейного взаимодействия составляющих группового сигнала до ФОС.
Основное усиление полезного сигнала достигается в усилителе промежуточной частоты 7. Полезный сигнал усиливается до уровня, достаточного для нормальной работы демодулятора 8, в котором происходит восстановление модулирующей функции.
Общее усиление радиотракта обычно составляет 120-140дБ. В ряде случаев используется система автоматической регулировки усиления (АРУ(AGC)) для повышения динамического диапазона тракта и оптимизации потребляемой мощности.
Лекция 2.
Особенности построения интегральных радиоприемных трактов.
Развитие монолитных интегральных схем, предназначенных для использования в радиоприемных трактах, идет по пути кардинального сокращения числа дополнительных внешних элементов.
Первые монолитные РЧ ИС представляли собой набор активных элементов объединенных в заготовки усилительных каскадов, смесителей и т.д. Пассивные элементы, которые определяют частотные, усилительные и селективные свойства тракта (катушки индуктивности, емкости, пъезокерамические фильтры и т.д.) являлись внешними.
Внешние дискретные пассивные элементы имеют, как правило, лучшие параметры, по сравнению с интегральными. Это прежде всего касается индуктивных элементов, которые имеют значительно более высокие значения добротности по сравнению с интегральными. Использование внешних элементов позволяет строить на основе ИМС радиоприемные тракты различных архитектур с высокими техническими характеристиками.
Супергетеродин является наиболее популярной архитектурой в трактах с использованием внешних компонентов. Структурная схема супергетеродина с одним преобразованием частоты обсуждалась в материале лекции 1. Однако в сверхвысокочастотных диапазонах, которые наиболее широко используются в современных радиотелекоммуникационных системах, супергетеродины с одним преобразованием частоты имеют существенный недостаток. Он связан с необходимостью компромисса между степенью подавления зеркального канала (паразитного канала приема, симметричного к основному относительно частоты гетеродина) и селективностью по соседнему каналу. Увеличение промежуточной частоты облегчает подавление зеркального канала, однако требует использования все более высокодобротных фильтров для получения достаточной селективности по соседнему каналу.
Проблему решает использование супергетеродинов с двумя и более преобразованиями частоты. Соответственно, в системе имеется несколько промежуточных частот. Первая промежуточная частота выбирается относительно высокой для обеспечения необходимого подавления зеркального канала, а вторая – низкой, для обеспечения селективности по соседнему каналу. Структурная схема с двойным преобразованием частоты показана на рис.1.
СМ
|
| М |
|
|
|
преселе |
| ФП | УП | ||
|
|
| ГЕ |
| |
СМ
ДЕМОДУЛЯ
УП
ФП
ГЕ
Рис.1. Супергетеродин с двойным преобразованием частоты.
Большинство классических архитектур радиоприемных трактов полагаются на доступность пассивных высокодобротных внешних компонентов. В интегральном исполнении же, довольно сложно получить добротные катушки индуктивности, а диапазон их значений весьма ограничен. При постановке задачи полной интеграции тракта на кристалл не желательно использовать внешние кварцевые и пъезокерамические фильтры, которые выступают в качестве фильтров основной селекции в классических супергетеродинах.
По причине низкой добротности интегральной индуктивности довольно трудно получить пассивные высокоселективные фильтры. На частотах вблизи 1 ГГц и выше возможно применение спиральных интегральных катушек индуктивности и проводников разварки (bondwires) в качестве индукторов. Наиболее эффективно их применение для снижения потребляемой мощности высокочастотных блоков и получения ограниченной фильтрации.
На частотах ниже 100МГц в качестве фильтров основной селекции используются активные фильтры. Динамический диапазон активных фильтров, как правило, заметно меньше пассивных. Тем не менее, уменьшение полосы пропускания активных фильтров и снижение промежуточной частоты ведет к расширению динамического диапазона при одновременном снижении потребляемой мощности. Последнее обстоятельство делает привлекательным использование низких промежуточных частот для полностью интегрированных приемных трактов. При этом возникает проблема подавления зеркального канала, которая решается с помощью смесителей специальной архитектуры (квадратурные (комплексные) смесители
(complex mixer)).
Рассмотрим подробнее архитектуру и принципы работы квадратурных смесителей. Архитектура типичного квадратурного смесителя показана на рис.2.
| Q |
|
|
|
|
|
| |||||
| СМ1 |
|
|
|
|
|
|
|
|
| ||
|
|
|
|
|
|
|
| |||||
ФНЧ1 |
| 90o |
|
| Выход | |||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
| ||||
|
|
|
|
|
|
|
|
| ||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
| ||
Вход |
|
|
|
| ||||||||
|
| У | ||||||||||
|
|
|
| |||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
| ||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
| ||
ФНЧ2 0o
СМ2
I
Рис. 2. Типовая архитектура квадратурного смесителя.
Квадратурный смеситель состоит из идентичной пары смесителей, пары фильтров низкой частоты, фазовращателя и сумматора.
Входной сигнал радиочастоты VRF подается на входы двух смесителей. Предположим,
что |
|
VRF =Vcos(ωRF*t). | (1) |
На пару смесителей (I и Q) подаются сигналы гетеродина равной амплитуды, но в | |
квадратуре (сдвинутые по фазе на 90о): |
|
I=Bcos(ωLO*t) | (2) |
Q=Asin(ωLO*t) , | (3) |
где A=B. |
|
В этом случае (если смеситель является идеальным перемножителем) на | выходе |
смесителя I появляется напряжение |
|
VI=(VRFB/2)*(cos(ωRF*t+ωLO*t)+cos(ωRF*t-ωLO*t)), | (4) |
а на выходе смесителя Q |
|
VQ=(VRFA/2)*(sin(ωRF*t+ωLO*t)-sin(ωRF*t-ωLO*t)). | (5) |
Компоненты содержащие сумму частот легко фильтруются даже с помощью простейших фильтров низкой частоты. Отметим, что чувствительность к знаку разности частот второго слагаемого в (5) является ключевым свойством в квадратурном подавлении зеркального канала.
Обозначим ωIF=ωRF-ωLO и будем считать каналωLO+ωIF – основным, аωLO-ωIF – зеркальным. В этом случае напряжения в смесителе после ФНЧ будут иметь вид:
для основного канала -
VI =(VRFB/2)*cos(ωIF*t) | , | (6) |
VQ =-(VRFA/2)*sin(ωIF*t) | ; | (7) |
для зеркального канала – |
|
|
VI =(VRFB/2)*cos(ωIF*t) | , | (8) |
VQ =(VRFA/2)*sin(ωIF*t) . |
| (9) |
Здесь следует обратить внимание на ключевую разницу в знаках для Q компонент основного и зеркального канала. После прохождения фазовращателя (где имеет место преобразование sin(ωIF*t)Æ -cos(ωIF*t))и сумматора выходное напряжение смесителя VIF= VI+VQ примет вид:
для основного канала -
VIF= (VRF/2)*(B*cos(ωIF*t) + A*cos(ωIF*t)) | ; | (10) |
для зеркального канала – |
|
|
VIF= (VRF/2)*(B*cos(ωIF*t) - A*cos(ωIF*t)) | . | (11) |
Сравнение (10) и (11) показывает, что в квадратурном смесителе происходит взаимное усиление компонент для основного канала и подавление для зеркального (A=B).
В действительности из-зане полной идентичности I ,Q – трактов, не идентичности амплитуд генераторов A и B, не идеальности фазовращателя, подавление зеркального канала
происходит не полностью. |
|
Степень подавления зеркального канала (image-rejectionratio) IRR в случае | наличия |
рассогласования амплитуд ε и фазΔϕ (в радианах) в цепях квадратурного | смесителя |
определяется выражением: |
|
IRR= 4/((Δϕ)2+ε2). |
|
Реально, трудно достичь степени согласования амплитуд лучше, чем 0.001 и степени согласования фаз лучше 1о. Это соответствует подавлению в 41 дБ. Типичное же подавление зеркального канала в квадратурном смесителе около 35 дБ. В то же время, требуемое подавление может составлять 80 дБ и более. В этом случае необходимо применять разного рода схемы автокалибровки и дополнительной фильтрации.
Радикальным способом одновременного подавления зеркального канала и снижения промежуточной частоты является выбор нулевой промежуточной частоты (прямое преобразование). В этом случае, зеркального канала просто не существует, т.к. он совпадает с основным.
На рис. 3 показана часть радиотракта прямого преобразования.
|
| LOQ |
|
|
| |||
| СМ1 |
|
|
| Q | |||
|
|
| ||||||
| ФНЧ1 | |||||||
|
|
|
|
|
|
| ||
|
|
| ||||||
|
|
|
|
|
|
| ||
Вход |
| |||||||
СМ2
LOI
Лекция 3.
Динамический диапазон радиоприемного тракта.
Динамический диапазон системы снизу ограничивается заданным уровнем превышения сигнала над шумом (Pmin), а сверху уровнем сигнала (Pmax), при котором нелинейные искажения не превышают заданные пределы
DR = PmaxPmin.
В частности, если уровень продуктов нелинейных искажений не должен превышать уровнь шума, то говорят о динамическом диапазоне, свободном от гармоник (SFDR). Динамический диапазон многокаскадной системы может быть рассчитан на основе данных о шумовых и нелинейных свойствах отдельных каскадов.
Коэффициент шума
Чувствительность радиоприемного тракта ограничена электрическими шумами. Как правило, различают 1/f, тепловой и дробовой шум. Будем считать, что в радиоприемном тракте набольший вклад в ограничение чувствительности вносит тепловой шум.
Если тепловой шум приемника устанавливает минимальный уровень сигнала, который он способен принять, то нелинейные искажения, вносимые приемным трактом, обуславливают максимальный уровень сигнала. Отношение между максимальным и минимальным уровнем сигнала определяет динамический диапазон приемника.
Все активные сопротивления в тепловом равновесии производят доступную (максимальная мощность, которую можно передать в нагрузку) шумовую мощность
Pav = kTB
где k- постоянная Больцмана, Т- абсолютная температура в Кельвинах, В – полоса измеряемых частот.
В теории радиосистем мощность сигналов принято выражать в децибелах, где мощность отнесена к 1 мВт. Эта единица измерения обозначается как дБм (dBm). Для температуры T=290K в расчете на 1Гц полосы сопротивление 1 Ом дает
| 4×10−21W /Hz |
| ||
Pav =10log |
|
|
| = −174дБм/Гц |
1×10 | −3 | |||
|
|
|
| |
Если сопротивление активное (в отличие от реактивного), то условие передачи максимальной мощности в нагрузку состоит в подключении нагрузки с сопротивлением, равным сопротивлению источника. Учитывая, последнее выражение для эффективного шумового напряжения и тока записываются в виде
in2 = 4kTB/ R
vn2 = 4kTBR
соответственно. Отметим, что приводимые выражения относятся лишь к пассивным элементам, находящимся в термодинамическом равновесии.
В радиоприемном тракте, на антенну помимо полезного сигнала и помех наводятся фоновые шумы, обусловленные тепловым излучением окружающей среды. Поскольку атмосфера имеет отличную температуру от температуры окружающей среды радиоприемника, то вводят эффективную температуру антенны Ta. При этом тепловой шум антенны определяется выражением
Pa = kTa B
В дополнении к шуму, который наводится на антенну, элементы радиоприемного тракта также вносят избыточный шум в обрабатываемый сигнал. Для того, чтобы количественно
оценивать шум, вводимый | элементами тракта, | существует параметр называемый | ||
коэффициентом шума (noise figure), который определяется выражением | ||||
F=(Общая мощность выходного шума / Доля выходного шума обусловленная источником | ||||
сигнала). |
|
|
| |
Используя коэффициент шума, можно записать выражение для эквивалентной мощности | ||||
шума на входе тракта | Peq | = kTB(Ta /T+ (F−1)) | ||
Если Ta=T, то | ||||
Peq | = FkTB |
| ||
|
| |||
Если задано минимальное отношение сигнал/шум (signal to noise ratio) SNRmin, при котором сигнал детектируется с заданным качеством, то чувствительность приемного тракта может быть получена с помощью выражения
Peq = SNRmin* kTB(Ta /T+ (F−1)) | шумовая | полоса |
где В- эффективная | ||
системы. |
|
|
Во время проектирования радиотракта для упрощения задачи | удобно | определять |
характеристики блоков по отдельности. Общие характеристики системы в этом случае определяются каскадным включением отдельных блоков.
Коэффициент шума многокаскадной системы связан с коэффициентом шума отдельных каскадов выражением
F = F+ | F2 −1 | + | F3 −1 | +K+ | FN −1 | , | (3.1) |
|
| ∏nN=−11КуРn | |||||
1 | КуР1 | КуР1КуР2 |
| ||||
где смысл обозначений соответствует рис. 3.1.
Рис. 3.1. N – каскадная система
Продукты нелинейных искажений
Разложение передаточной характеристики нелинейного каскада Uвых(Uвх) = f(Uвх) в степенной ряд в окрестности рабочей точкиUвх = Uвх0
Uвых(Uвх)=U0+ k1Uвх+ k2Uвх2 + k3Uвх3 +K,
где
ki = 1i! dxd ii f(x).
При подаче на вход нелинейного каскада сигнала, состоящего из суммы гармонических сигналов, спектр выходного сигнала обогащается дополнительными гармониками и комбинационными частотами.
Для случая трехчастотного входного сигнала
Uвх (t)=U1 sin щ1t+U2 sin щ2t+U3 sin щ3t .
Частоты и амплитуды составляющих выходного сигнала приведены в табл. 3.1.
Таблица 3.1. Продукты интермодуляции
Член в разложении | Частоты колебаний | Амплитуды колебаний |
studfiles.net
www.analog.com
