Изобретение относится к радиотехнике в приемопередающей аппаратуре и измерительной технике для преобразования частот. Технический результат заключается в увеличении развязки цепями входного сигнала и сигнала гетеродина и обеспечении удвоенной частоты сигнала гетеродина. Смеситель содержит транзистор (VT1) с базовой цепью смещения на резисторах (Р) (R1, R2), конденсатор питания (С1), разделительные конденсаторы (К) (С2, С3, С5), параллельный LC контур (L1, C4), включенный в коллекторную цепь Т (VT1), в эмиттерной цепи которого включен Р (R3), параллельно которому включен К (С6), соединенный с стоками включенных параллельно разнотипных полевых Т (VT2, VT3), затворы которых через Р (R4) подключены к корпусу, к которому также подключены их объединенные истоки. 1 ил.
Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано при преобразовании частот в приемопередающей аппаратуре, измерительной технике.
Из уровня техники известен смеситель (Авторское свидетельство СССР №1510067, 1987 г.), содержащий входной колебательный контур, полевые транзисторы, имеющие объединенные истоки и стоки, нагрузку, фазовращатель, источник напряжения смещения, источник гетеродинного сигнала. Полевые транзисторы использованы в пассивном режиме, при этом суммарная проводимость сток - исток изменяется. На затворы полевых транзисторов подается открывающее напряжение с выхода фазовращателя, определяющего фазу нахождения в открытом состоянии у всех полевых транзисторов, в результате чего происходит преобразование частоты входного сигнала на удвоенной частоте гетеродина при улучшенной развязке между цепями входного сигнала и гетеродина.
Недостатком данного типа смесителя является низкий коэффициент преобразования, вызванный использованием полевых транзисторов в пассивном режиме, и малая развязка цепей гетеродина и входного сигнала вследствие значительной входной емкости затвор - исток полевых транзисторов с p-n переходом.
Наиболее близким техническим решением является преобразователь частоты (Авторское свидетельство СССР №1020969, 1983 г.), который и выбран в качестве прототипа. Данный преобразователь частоты содержит входной колебательный контур, два однотипных полевых транзистора, имеющих объединенные стоки и истоки, нагрузку, дифференциальный трансформатор, источник гетеродинного сигнала. Полевые транзисторы использованы в пассивном режиме и открываются на пиках гетеродинного напряжения, поступающего с дифференциального трансформатора дважды за период гетеродинного напряжения, при этом суммарная проводимость между колебательным контуром и нагрузкой изменяется дважды за период гетеродинного напряжения, в результате чего происходит преобразование частоты входного сигнала на удвоенной частоте гетеродина.
Недостатком данного типа смесителя является низкий коэффициент преобразования, вызванный использованием полевых транзисторов в пассивном режиме, и сложность реализации, вызванная необходимостью использования дифференциального трансформатора.
Технический результат заявляемого изобретения заключается в расширении функциональных возможностей смесителя частот, а именно в увеличении развязки между цепями входного сигнала и сигнала гетеродина при обеспечении возможности преобразования частоты напряжения входного сигнала на удвоенной частоте напряжения сигнала гетеродина.
Технический результат достигается за счет того, что в смеситель частот, содержащий два полевых транзистора, истоки и стоки которых соединены между собой, введены первый, второй, третий, четвертый, пятый, шестой конденсаторы, первый, второй, третий, четвертый резисторы, катушка индуктивности, первый транзистор, источник питания постоянного тока, причем второй и третий полевые транзисторы разнотипные и соединены параллельно. При этом первый вывод первого конденсатора, первый вывод первого резистора, первый вывод четвертого конденсатора и первый вывод катушки индуктивности соединены между собой и подключены к положительному выводу источника питания постоянного тока. Второй вывод первого конденсатора, второй вывод второго резистора, второй вывод третьего резистора, объединенные истоки второго и третьего транзисторов, второй вывод четвертого резистора соединены между собой и подключены к отрицательному выводу источника питания постоянного тока, соединенного с корпусом. Второй вывод второго конденсатора подключен к второму выводу первого резистора, первому выводу второго резистора и базе первого транзистора, коллектор которого подключен к второму выводу четвертого конденсатора и второму выводу катушки индуктивности, подключенному к первому выводу пятого конденсатора, второй вывод которого является выходом сигнала промежуточной частоты. Эмиттер первого транзистора подключен к точке соединения первого вывода третьего резистора и первого вывода шестого конденсатора, второй вывод которого подключен к объединенным стокам второго и третьего транзисторов, объединенные затворы которых подключены к первому выводу четвертого резистора и второму выводу третьего конденсатора, первый вывод которого является входом напряжения гетеродина, а первый вывод второго конденсатора является входом напряжения сигнала.
На чертеже приведена схема электрическая принципиальная смесителя частот, где:
С1 - первый конденсатор;
С2 - второй конденсатор;
С3 - третий конденсатор;
С4 - четвертый конденсатор;
С5 - пятый конденсатор;
С6 - шестой конденсатор;
R1 - первый резистор;
R2 - второй резистор;
R3 - третий резистор;
R4 - четвертый резистор;
L1 - катушка индуктивности;
VT1- первый транзистор;
VT2 - второй транзистор;
VT3 - третий транзистор;
GB1 - источник питания постоянного тока;
Вход 1 - вход напряжения сигнала;
Вход 2 - вход напряжения гетеродина;
Выход - выход сигнала промежуточной частоты.
Первый транзистор VT1, первый конденсатор С1, являющийся блокировочным, второй конденсатор С2, пятый конденсатор С5, являющиеся разделительными по постоянному току, первый резистор R1, второй резистор R2, третий резистор R3, определяющие режим первого транзистора VT1 по постоянному току, а также четвертый конденсатор С4 и катушка индуктивности L1, составляющие колебательный контур, образуют каскад усиления с расщепленной нагрузкой, выполненный по схеме с общим эмиттером.
К точке соединения эмиттера первого транзистора VT1 и первого вывода третьего резистора R3 через разделительный шестой конденсатор С6 подключены параллельно соединенные полевые разнотипные второй транзистор VT2 и третий транзистор VT3, имеющие объединенные стоки, истоки и затворы, при этом к объединенным затворам подключен третий конденсатор С3, являющийся разделительным по постоянному току, а также четвертый резистор R4, который устраняет возможность пробоя затворов второго транзистора VT2 и третьего транзистора VT3 зарядами статического электричества и определяет входное сопротивление смесителя по входу 2. Такое построение схемы дает возможность обеспечить высокую степень развязки между цепями напряжения входного сигнала и напряжения сигнала гетеродина, так как позволяет получить малую проходную емкость затвор-сток второго транзистора VT2 и третьего транзистора VT3, низкое входное сопротивление каскада усиления со стороны подключения второго транзистора VT2 и третьего транзистора VT3 и исключения возможности протекания тока с частотой гетеродина в цепях каскада усиления.
Смеситель частот работает следующим образом.
На первый вход смесителя частот поступает напряжение входного сигнала, которое далее через второй конденсатор С2 подается на вход каскада усиления.
На второй вход смесителя частот поступает напряжение сигнала гетеродина синусоидальной формы, которое далее через третий конденсатор С3 подается на объединенные затворы второго транзистора VT2 и третьего транзистора VT3.
Так как каскад усиления охвачен местной последовательной отрицательной обратной связью по переменному току, его коэффициент усиления определяется глубиной отрицательной обратной связи и зависит от сопротивления третьего резистора R3 и дифференциального сопротивления открытого канала второго полевого транзистора VT2 и открытого канала третьего полевого транзистора VT3.
При поступлении на вход 2 синусоидального напряжения гетеродина дифференциальное сопротивление Rдиф второго транзистора VT2 и третьего транзистора VT3 изменяется от величины 1/SVT2, VT3 (на пиках синусоиды) до бесконечно большой величины (в запертом состоянии), где SVT2, VT3 - дифференциальная крутизна каналов открытых полевых транзисторов VT2, VT3.
При открывающем уровне напряжения сигнала гетеродина (на пиках синусоиды), Rдиф≪R3, коэффициент передачи каскада усиления определяется следующим соотношением: К≈Rн/Rдиф.
При запертых втором транзисторе VT2 и третьем транзисторе VT3 коэффициент передачи каскада усиления на первом транзисторе VT1 определяется следующим соотношением: K=Rн/К3, где
Rн - эквивалентное сопротивление нагрузки, определяемое индуктивностью катушки L1, емкостью четвертого конденсатора С4 и сопротивлением нагрузки, подключенной к выходу смесителя частот.
С учетом того, что второй транзистор VT2 и третий транзистор VT3 разнотипные и включены параллельно, изменение дифференциального сопротивления суммарной проводимости каналов происходит дважды за период гетеродинного напряжения, коэффициент передачи канала усиления К изменяется от минимального значения, определяемого как K=Rн/R3 до максимального значения, определяемого как К=Rн/Rдиф, дважды за период гетеродинного напряжения и является периодической функцией времени, определяемой напряжением гетеродина, и может быть представлен в следующем виде:
K(t)=Ko+K1cos(2ωгt)+K2cos(4ωгt)+...
где: Ко - модуль коэффициента передачи на частоте входного сигнала,
K1, K2... - модуль коэффициента передачи на соответствующих частотах, кратных четным частотам гетеродина.
При поступлении на вход смесителя частот напряжения сигнала, определяемого по формуле: Uc(t)=Umc cos(ωct), где:
Umc - амплитуда входного сигнала,
ωс - круговая частота входного сигнала,
на эквивалентном сопротивлении нагрузки Rн появляются следующие составляющие:
Uвых(t)=Umc cos(ωct) K(t)=Umc cos(ωct)(K0+K1cos(2ωгt)+K2cos(4ωгt)+...)=Umc cos(ωct)K0+Umc cos(ωct)K1cos(2ωгt)+Umc cos(ωct)K2cos(4ωгt)+...=
где ωг - круговая частота гетеродина.
В спектре выходного сигнала имеются частоты вида: ωпч=±2nωг±mωс (где n и m - целые положительные числа), которые выделяются параллельным колебательным контуром, образованным катушкой индуктивности L1 и четвертым конденсатором С4.
Высокая степень развязки между цепями входного напряжения и напряжения гетеродина обеспечивается за счет исключения возможности протекания тока с частотой гетеродина в цепях каскада усиления, низким входным сопротивлением усилительного каскада со стороны подключения второго транзистора VT2 и третьего транзистора VT3 и малой проходной емкостью затвор-сток второго транзистора VT2 и третьего транзистора VT3.
Смеситель частот, содержащий два полевых транзистора, истоки и стоки которых соединены между собой, отличающийся тем, что в него вновь введены первый, второй, третий, четвертый, пятый, шестой конденсаторы, первый, второй, третий, четвертый резисторы, катушка индуктивности, первый транзистор, источник питания постоянного тока, причем второй и третий полевые транзисторы разнотипные и соединены параллельно, при этом первый вывод первого конденсатора, первый вывод первого резистора, первый вывод четвертого конденсатора и первый вывод катушки индуктивности соединены между собой и подключены к положительному выводу источника питания постоянного тока, второй вывод первого конденсатора, второй вывод второго резистора, второй вывод третьего резистора, объединенные истоки второго и третьего транзисторов, второй вывод четвертого резистора соединены между собой и подключены к отрицательному выводу источника питания постоянного тока, соединенного с корпусом, второй вывод второго конденсатора подключен к второму выводу первого резистора, первому выводу второго резистора и базе первого транзистора, коллектор которого подключен к второму выводу четвертого конденсатора и второму выводу катушки индуктивности, подключенному к первому выводу пятого конденсатора, второй вывод которого является выходом сигнала промежуточной частоты, эмиттер первого транзистора подключен к точке соединения первого вывода третьего резистора и первого вывода шестого конденсатора, второй вывод которого подключен к объединенным стокам второго и третьего транзисторов, объединенные затворы которых подключены к первому выводу четвертого резистора и второму выводу третьего конденсатора, первый вывод которого является входом напряжения гетеродина, а первый вывод второго конденсатора является входом напряжения сигнала.
www.findpatent.ru
Описываемый метод позволяет улучшить характеристики двухбалансного активного смесителя по интермодуляционным составляющим путем введения отрицательной обратной связи, снижая таким образом нелинейность активных элементов. В результате по своим характеристикам двухбаланснай активный смеситель становится сравним с такими ранее известными схемами1,2 смесителей как кольцевой диодный смеситель и смеситель на мощных ключевых полевых транзисторах с изолированным затвором (MOSFET).
Введение
Смесители и модуляторы являются важной составной частью при построении радиочастотных систем связи. Для реализации таких необходимых в системах связи функций как преобразование частоты, модуляция и демодуляция применяется много различных схем смесителей, построенных с применением диодов, мощных ключевых полевых транзисторов с изолированным затвором (MOSFET), двух-затворных полевых транзисторов, а также разработанное в своё время Барри Джильбертом (Barrie Gilbert) и очень популярное так называемое «транзисторное дерево» или «Джильбертовская ячейка» (Gilbert Cell). Но во всех этих схемах нелинейность используемых полупроводниковых приборов, прямо или косвенно, вызывает искажения при взаимодействии в смесителе двух или более различных сигналов – феномен, известный профессионалам как возникновение интермодуляционных искажений (IMD – intermodulation distortion).
Источники возникновения интермодуляционных искажений — это предмет отдельной дискуссии, которой много уделено внимания в специальной литературе, и продолжение которой не является предметом данной статьи. Точнее, вниманию читателя будет предложено краткое обсуждение двух наиболее известных схем построения смесителей, таких как кольцевой диодный смеситель и «транзисторное дерево», для выявления их основных характеристик и последующего сравнения с упомянутой ранее новой схемой смесителя с отрицательной обратной связью, в котором неискаженность полезного сигнала может быть достигнута путем применения несложной схемотехники отрицательной обратной связи, известной по схеме транзисторного усилителя с параллельной отрицательной обратной связью по напряжению, существенно улучшающей характеристики смесителя по интермодуляционным составляющим 3-го порядка (IIP3) и точке компрессии (P1dB).
Кольцевой диодный смеситель
Кольцевые диодные смесители стали применяться с началом широкого использования полупроводниковых диодов в конце 1940-х годов и нелинейность их характеристики сразу стала очевидной3,4. Этот феномен до сих пор продолжает быть объектом пристального изучения в специальной литературе 5,6,7.
Построение кольцевого диодного смесителя класса I иллюстрирует схема на рис.1. Здесь четыре диода соединены в кольцо и попеременно переключаются в состояние «ВКЛ.» и «ВЫКЛ.» подаваемым с гетеродина (local oscillator – LO) сигналом.
Рис.1. Типичный кольцевой диодный смеситель класса I.
Требуемая для нормальной работы такого смесителя мощность сигнала гетеродина обычно составляет +7 dBm, для схем кольцевых диодных смесителей последующих классов требуемая мощность сигнала гетеродина достигает +17 dBm и более, что обусловлено стремлением к более высоким качественным показателям по интермодуляционным составляющим.
С целью последующего сравнительного анализа рассмотрим качественные характеристики по интермодуляционным составляющим и точке компрессии распостраненного кольцевого диодного смесителя класса I типа SBL-1, производимого фирмой Mini-Circuits. Этот смеситель пользуется широкой популярностью среди разработчиков-радиолюбителей, а его коммерческий «двойник» SBA-1 распостранён ещё более широко, поэтому и был выбран для данного исследования.
По условиям тестирования уровень сигнала гетеродина частотой 10 МГц составлял требуемые +7 dBm, а на другой вход смесителя поступали два сигнала с частотами 500 кГц и 510 кГц. Эти частоты были выбраны исходя из рабочего диапазона частот смесителя SBL-1 и так же будут использоваться для последующего сравнительного тестирования других схем смесителей.
Качественные параметры смесителя SBL-1 иллюстрирует рис.2, а их численные значения сведены в табл.1.
Рис.2. Интермодуляционные искажения кольцевого диодного смесителя SBL-1, 10 dBm/дел.
Это объективно типичные характеристики кольцевого диодного смесителя класса I, но, как будет показано ниже, более высокие уровни IIP3— и P1dB-параметров могут быть достигнуты при значительно меньшей мощности сигнала гетеродина в активном смесителе, построенном на базе двух усилителей с отрицательной обратной связью.
Табл.1.
| Сигнал | Частота | Уровень |
| Входные сигналы: | ||
| f1 | 500 кГц | -9 dBm |
| f2 | 510 кГц | -9 dBm |
| Сигнал гетеродина: | ||
| fLO | 10 МГц | +7 dBm |
| Выходные сигналы: | ||
| fLO+f1 | 10500 кГц | -14 dBm |
| fLO+f2 | 10510 кГц | -14 dBm |
| fLO+2f1-f2 | 10490 кГц | -56 dBc |
| fLO+f1-2f2 | 9480 кГц | -56 dBc |
| Gain | -5 dB | |
| IIP3 | +19 dBm | |
| P1dB | -4.5 dBm | |
Смеситель на мощных ключевых полевых транзисторах с изолированным затвором (MOSFET)
Рис.3. Кольцевой смеситель на мощных полевых транзисторах с изолированным затвором.
В высококачественных кольцевых смесителях вместо диодов используются ключевые полевые транзисторы с изолированным затвором (MOSFET). Типовая схема такого смесителя представлена на рис.3.
Для смесителей этого типа характерна точка пересечения по продуктам интермодуляции 3-го порядка (input intercept points — IIP3) выше +40 dBm, но ценой очень высокого уровня мощности сигнала гетеродина, обычно +17 dBm и выше, что на практике часто мешает их применению в портативной радиоаппаратуре. Однако по своим характеристикам он превосходит кольцевой диодный смеситель класса III.
В профессиональной и радиолюбительской литературе8,9,10,11,12,13,14 очень широко обсуждается тема построения кольцевых смесителей на мощных ключевых полевых транзисторах и довольно затруднительно уделить этой теме достаточно внимания не отвлекаясь собственно от цели данной статьи.
Смеситель по схеме «транзисторное дерево»
На рис.4 приведена функциональная схема смесителя типа «транзисторное дерево». Первоначально запатентованный в 1966-м году Ховардом Джонсом (Howard Jones) как синхронный детектор15, этот очень популярный активный смеситель известен больше как «Джильбертовская ячейка» (Gilbert Cell), в соответствии с более поздним патентом и использованием этой схемы в качестве базовой при построении аналоговых перемножителей16. Этот смеситель по своему построению является производной семейства ламповых синхронных демодуляторов17.
Рис.4. Смеситель по схеме «транзисторное дерево», известный также как «Джильбертовская ячейка» (Gilbert Cell).
Здесь входной сигнал промежуточной частоты (IF) через трансформатор T2 противофазно управляет дифференциальным источником тока на транзисторах VT2 и VT5. Для стабилизации коэффициента преобразования смесителя в широком диапазоне уровней входного сигнала, а также для снижения влияния нелинейности транзисторов VT2 и VT5 в эмиттеры и между ними включены резисторы последовательной отрицательной обратной связи по току R4..R6.
Выходные токи дифференциального источника тока, то есть коллекторные токи транзисторов VT2 и VT5, противофазно коммутируются транзисторами дифференциальных пар VT1:VT3 и VT4:VT6, попеременно переключаемыми в состояние «ВКЛ.» и «ВЫКЛ.» сигналом, подаваемым с гетеродина LO через трансформатор T1. Коллекторы транзисторных пар взаимно крест-накрест соединены, поэтому, благодаря суммированию токов на резисторах нагрузки R3 и R7, сигналы гетеродина и промежуточной частоты подавляются, а продукты их смешения, в том числе полезный радиосигнал RF, выделяются на первичной обмотке трансформатора T3.
С целью проверки характеристик показанный на рис.4 смеситель был собран на производимой фирмой Harris микросхеме CA3054 (теперь её производит фирма Intersil — прим. переводчика), содержащей два идентичных дифференциальных усилителя. При напряжении питания равном +12 В и сопротивлении резисторов R4..R6 равном 100 Ом (использовалась резисторная сборка из трёх резисторов) напряжение на базах транзисторов VT2 и VT5 было установлено равным +2.1 В, при этом коллекторный ток смещения этих транзисторов составил 15 мА. Напряжение на базах транзисторов VT1, VT3, VT4 и VT6 было установлено равным +4.7 В. Таким образом рабочая точка транзисторов VT2 и VT5 оставалась на линейном участке их характеристики во всём диапазоне уровней входного сигнала18. Все трансформаторы T1, T2 и T3 содержали по четыре витка трифилярной обмотки на сердечнике типа Fair-Rite 2843-002-402 (бинокуляр-трансфлюктор). При соотношении обмоток 1:1:1 входные и выходной импедансы смесителя составляют 50 Ом.
Условия тестирования смесителя были такими же, как и для кольцевого диодного смесителя, за исключением уровня сигнала гетеродина, который составлял 0 dBm (1 мВт). Этот уровень был установлен для всех рассматриваемых в данной статье активных смесителей, вполне удовлетворительно работающих и при таких низких уровнях сигнала гетеродина как -6 dBm (0.25 мВт).
Рис.5 и табл.2 иллюстрируют качественные характеристики смесителя по схеме «транзисторное дерево». Точка компрессии P1dB характеристики такого смесителя расположена выше, чем у кольцевого диодного смесителя, а точка пересечения по интермодуляционным составляющим 3-го порядка (IIP3) — ниже. Однако, несмотря на тот факт, что требуемый для работы смесителя типа «транзисторное дерево» уровень сигнала гетеродина существенно ниже чем для кольцевого диодного смесителя, его качественные характеристики по уровню интермодуляционных искажений уступают кольцевому диодному смесителю незначительно.
Рис.5. Интермодуляционные искажения смесителя по схеме «транзисторное дерево», 10 dBm/дел.
Табл.2.
| Сигнал | Частота | Уровень |
| Входные сигналы: | ||
| f1 | 500 кГц | -7 dBm |
| f2 | 510 кГц | -7 dBm |
| Сигнал гетеродина: | ||
| fLO | 10 МГц | 0 dBm |
| Выходные сигналы: | ||
| fLO+f1 | 10500 кГц | -5.5 dBm |
| fLO+f2 | 10510 кГц | -5.5 dBm |
| fLO+2f1-f2 | 10490 кГц | -42.5 dBc |
| fLO+f1-2f2 | 9480 кГц | -42.5 dBc |
| Gain | -1.5 dB | |
| IIP3 | +17.5 dBm | |
| P1dB | +4.5 dBm | |
Долгое время считалось, что основным препятствием для получения в смесителе по схеме «транзисторное дерево» более высоких характеристик по уровню вносимых интермодуляционных искажений являются управляющие транзисторы VT2 и VT5, работающие как управляемые напряжением источники тока.19,20 Для коррекции этого недостатка успешно использовался ряд методов, описанных в литературе.19,21,22 Но все эти методы игнорируют другие источники интермодуляционных искажений, такие как нелинейность коэффициента передачи тока hfe управляющих транзисторов, а также нелинейность характеристик четырех переключающих их ток транзисторов VT1:VT3 и VT4:VT6. Эти недостатки могут быть преодолены применением цепи комбинированной последовательно-параллельной отрицательной обратной связи (series/shunt feedback), охватывающей все транзисторные узлы смесителя, по аналогии с транзисторными усилительными каскадами.
Усилитель с комбинированной последовательно-параллельной отрицательной обратной связью (series/shunt feedback)
На рис.6 приведена схема транзисторного усилителя с комбинированной последовательно-параллельной отрицательной обратной связью (ООС).
Рис.6. Транзисторный усилительный каскад с комбинированной последовательно-параллельной отрицательной обратной связью.
Последовательная ООС (series feedback) образована резистором R2, включенным в эмиттерную цепь транзистора VT1. Параллельная ООС (shunt feedback) образована резистором R1, включенным между коллектором и базой транзистора VT1.
Входное и выходное сопротивление такого усилителя определяется соотношением23,24:
[1]
а коэффициент усиления по мощности:
[2]
Такая топология отрицательной обратной связи позволяет простыми средствами повысить линейность транзисторного усилителя и, кроме того, легко реализуема в схеме смесителя типа «транзисторное дерево».
Линеаризованный активный смеситель с ООС (вариант 1)
Схема линеаризованного активного смесителя по схеме «транзисторное дерево», охваченного глубокой ООС, приведена на рис.7. Первый линеаризованный «усилитель» с комбинированной последовательно-параллельной ООС образован путем включения отдельных резисторов параллельной ООС (shunt feedback) R2:R3 между коллекторами транзисторов ключевой транзисторной пары VT1:VT3 и базой управляющего транзистора VT2 через развязывающий конденсатор C1. Последовательная ООС (series feedback) образована цепью из трех резисторов R5:R9:R13. В результате «усиливаемый» сигнал промежуточной частоты IF, который подавляется в базовой схеме «транзисторного дерева», здесь выделяется как синфазный на резисторах нагрузки и через цепь параллельной ООС R2:R3:C1 подается в базу управляющего транзистора VT2. В то же время сигналы гетеродина LO и результирующей радиочастоты RF на базе транзистора VT2 подавляются. Таким образом схема работает как усилитель только для сигнала промежуточной частоты IF, и поскольку цепь комбинированной последовательно-параллельной ООС охватывает все три транзистора, то вносимые ими искажения, обусловленные их нелинейностью, компенсируются.
Рис.7. Схема линеаризованного активного смесителя (вариант 1).
Аналогично вторая транзисторная пара VT4:VT6 со вторым управляющим транзистором VT5 и соответствующими цепями параллельной и последовательной ООС образуют второй линеаризованный «усилитель». Заметим, что три резистора R5:R9:R13 играют ту же роль, что и резистор R2 в схеме на рис.6 и выражениях [1] и [2].
Выходной трансформатор T3 подключен к коллекторам транзисторов транзисторных пар VT1:VT3 и VT4:VT6 через четыре 100-омных резистора R7:R8:R10:R11 таким образом, что сигналы с частотой гетеродина LO и промежуточной частоты IF на его первичной обмотке подавляются и на выходе смесителя присутствуют только продукты их смешения.
Для тестирования линеаризованного таким образом активного смесителя была собрана схема из таких же элементов, что и предыдущая схема смесителя, с теми же режимами по постоянному току. При сопротивлении резисторов параллельной ООС R2, R3, R15 и R16 равном 330 Ом входное и выходное сопротивление обоих «усилителей» было примерно по 100 Ом, а усиление каждым «усилителем» сигнала промежуточной частоты IF составило около +6.7 dB.
Рис.8. Интермодуляционные искажения линеаризованного активного смесителя (вариант 1), 10 dBm/дел.
Табл.3.
| Сигнал | Частота | Уровень |
| Входные сигналы: | ||
| f1 | 500 кГц | -3 dBm |
| f2 | 510 кГц | -3 dBm |
| Сигнал гетеродина: | ||
| fLO | 10 МГц | 0 dBm |
| Выходные сигналы: | ||
| fLO+f1 | 10500 кГц | -10 dBm |
| fLO+f2 | 10510 кГц | -10 dBm |
| fLO+2f1-f2 | 10490 кГц | -49 dBc |
| fLO+f1-2f2 | 9480 кГц | -49 dBc |
| Gain | -7 dB | |
| IIP3 | +21.5 dBm | |
| P1dB | +5.5 dBm | |
Приведенные на рис.8 и в табл.3 результаты тестирования показывают, что, по сравнению с рассмотренным ранее смесителем типа «транзисторное дерево», схема которого изображена на рис.4, собранный по приведенной на рис.7 схеме линеаризованный активный смеситель с комбинированной ООС имеет более высокие характеристики по уровню вносимых интермодуляционных искажений и превосходит кольцевой диодный смеситель SBL-1 фирмы Mini-Circuits при существенно меньшем уровне сигнала гетеродина LO. Несколько страдает точка компрессии P1dB, — это вызвано неполным подавлением сигнала гетеродина LO на коллекторах транзисторов VT1:VT3 и VT4:VT6, что приводит к слишком раннему их насыщению. Происходит это из-за четырех 100-омных резисторов R7:R8:R10:R11 в перекрестии между коллекторами этих транзисторов, тогда как в смесителе «транзисторное дерево» на рис.4 соответствующие коллекторы транзисторов соединены друг с другом непосредственно и сигнал гетеродина на них подавляется практически полностью. Кроме того, эта цепь из резисторов вносит излишнее затухание выходного сигнала — около 6 dBm. Этого недостатка удалось избежать путем совмещения выходных сигналов смесителя не на резисторах, а с помощью так называемого «гибридного» трансформатора.
Совмещение сигналов с помощью «гибридного» трансформатора
Гибридные трансформаторы25,26,27 (известные также как мостовые трансформаторы или симметричные трансформаторы) ранее широко применялись в телефонных усилителях, но с использованием соответствующих ферромагнитных материалов легко нашли свое применение и в высокочастотных схемах.
В схеме на рис.9 гибридный трансформатор используется для выделения разностного сигнала из двух сигналов с синфазной составляющей. Имеющие синфазную составляющую сигналы подаются на противоположные выводы первичной обмотки трансформатора, которая имеет отвод от середины и изолирована от вторичной. При таком включении синфазная составляющая появляется на средней точке первичной обмотки трансформатора, а разностный сигнал выделяется на его вторичной обмотке. Происходит это потому, что ток в первичной обмотке протекает только при разном потенциале на противоположных выводах обмотки.
Рис.9 Выделение разностного сигнала при помощи «гибридного» трансформатора.
Пусть первичная и вторичная обмотки такого трансформатора имеют по 2N и M витков соответственно. Тогда для согласования с нагрузкой значения сопротивлений в схеме на рис.9 должны быть связаны следующими соотношениями:
[3]
[4]
Использование для совмещения выходных сигналов в схеме смесителя на рис.7 цепи из четырех резисторов R7:R8:R10:R11 привело к уменьшению коэффициента передачи смесителя на 6 dBm. Применение для той же цели гибридного трансформатора сводит эти потери на нет, поэтому, говоря о такой топологии схемы, часто используют термин «lossless» (т.е. «без потерь» или «без затуханий»).
Линеаризованный активный смеситель без потерь полезного сигнала (вариант 2)
На рис.10 приведена схема линеаризованного активного двухбалансного смесителя, в котором для совмещения выходных сигналов применена lossless-топология с использованием гибридных высокочастотных трансформаторов. Схема содержит два одинаковых балансных активных смесителя, поэтому достаточно рассмотреть работу одного из них.
Рис.10. Линеаризованный активный смеситель (вариант 2).
Для начала представим себе, что смеситель в целом нагружен по выходу RF на сопротивление нагрузки RL (на схеме не показан). Тогда приведенное значение сопротивления нагрузки для каждого из составляющих его балансных смесителей будет равно 2RL. При этом, если обмотки гибридных трансформаторов T3 и T4 выполнены с соотношением количества витков 1:1:1, то сопротивление в средней точке их первичной обмотки также будет составлять 2RL, а сопротивление на концах этой обмотки будет равно 4RL.
Периодическое противофазное переключение транзисторов VT1 и VT3 сигналом гетеродина LO модулирует коллекторный ток транзистора VT2, создавая тем самым дифференциальный сигнал в первичной обмотке трансформатора T3. Сопротивление нагрузки в коллекторной цепи транзистора VT2 — величина постоянная, эквивалентная параллельно соединенным сопротивлениям в коллекторных цепях транзисторов VT1 и VT3 и равная сопротивлению в средней точке гибридного трансформатора, т.е. 2RL. Таким образом и в этой схеме можно реализовать «усилитель» с комбинированной последовательно-параллельной ООС (series/shunt feedback).
Предположим, что вторичные обмотки обоих выходных гибридных трансформаторов друг от друга отсоединены и нагружены каждая на свое сопротивление нагрузки. В этом случае напряжения на коллекторах четырех транзисторов VT1, VT3, VT4 и VT6 определяются соответственно выражениями [5], [6], [7] и [8]:
[5]
[6]
[7]
[8]
где:
AIF — амплитуда сигнала промежуточной частоты;G — определяемый выражением [2] коэффициент усиления «усилителя»;
— значение частоты гетеродина;
— значение промежуточной частоты;Ibias — коллекторный ток смещения транзистора VT2.
Крайнее правое слагаемое в равенствах [5] и [6] представляет собой дифференциальный сигнал несущей гетеродина в первичной обмотке трансформатора T3. Он эквивалентен сигналу в первичной обмотке трансформатора T4, но противоположен по фазе (равенства [7] и [8]). Баланс этих двух сигналов, при соответствующем соединении вторичных обмоток этих двух трансформаторов (см. рис.10), обеспечивает эффективное подавление сигнала гетеродина и выделение продуктов смешения, в том числе полезного радиосигнала RF, на выходе смесителя. В идеальном случае (т.е. при отсутствии потерь) выражения, описывающие напряжения на коллекторах тех же четырех транзисторов, принимают следующий вид:
[9]
[10]
[11]
[12]
Восстановленные сигналы промежуточной частоты на средних точках первичной обмотки выходных гибридных трансформаторов T3 и T4 описываются выражениями:
[13]
[14]
а сигнал на выходе смесителя описывается выражением:
[15]
которое, при условии равенства M=N, принимает вид:
[16]
Схема для тестирования была собрана, опять таки, из таких же элементов, что и предыдущая схема смесителя, с теми же режимами по постоянному току. Два гибридных трансформатора T3 и T4 имели такую же конструкцию, что и входные трансформаторы T1 и T2, и при соотношении обмоток 1:1:1 содержали по четыре витка трифилярной обмотки на сердечнике типа Fair-Rite 2843-002-402. Поэтому входное и выходное сопротивление каждого из балансных смесителей составляло по 100 Ом. Соответственно, с учетом параллельного соединения вторичных обмоток трансформаторов T3 и T4, входное и выходное сопротивление смесителя составляет 50 Ом.
Тестировалась схема на рис.10 при тех же частотах и уровне сигнала гетеродина, что и предыдущая. Рис.11 и табл.4 иллюстрируют качественные показатели смесителя. В результате того, что уровень продуктов интермодуляции третьего порядка составил -53 dBc, точка пересечения IIP3 выходит соответственно на вполне удовлетворительный уровень +29.5 dBm. Также и точка компрессии P1dB поднялась до +10.5 dBm. Таким образом, использование в схеме гибридного трансформатора позволило сконструировать активный смеситель, соперничающий по своему низкому уровню интермодуляционных искажений с кольцевым диодным смесителем III-го класса, но требующий при этом гораздо меньшей мощности сигнала гетеродина.
Рис.11. Интермодуляционные искажения линеаризованного активного смесителя (вариант 2), 10 dBm/дел.
Табл.4.
| Сигнал | Частота | Уровень |
| Входные сигналы: | ||
| f1 | 500 кГц | +3 dBm |
| f2 | 510 кГц | +3 dBm |
| Сигнал гетеродина: | ||
| fLO | 10 МГц | 0 dBm |
| Выходные сигналы: | ||
| fLO+f1 | 10500 кГц | 0 dBm |
| fLO+f2 | 10510 кГц | 0 dBm |
| fLO+2f1-f2 | 10490 кГц | -53 dBc |
| fLO+f1-2f2 | 9480 кГц | -53 dBc |
| Gain | -3 dB | |
| IIP3 | +29.5 dBm | |
| P1dB | +10.5 dBm | |
Чувствительность к реактивной нагрузке
Такой аспект оценки качества смесителей, как чувствительность к частотнозависимой нагрузке, требует специального рассмотрения. При разработке радиопередающей и радиоприемной аппаратуры для подавления зеркальных и паразитных каналов при преобразовании частоты чаще всего все-таки требуется фильтрация выходного сигнала смесителя, например, с помощью фильтра сосредоточенной селекции. Кольцевые диодные смесители и кольцевые смесители на мощных полевых транзисторах с изолированным затвором (MOSFET) печально известны своей чувствительностью к сопротивлению нагрузки и требуют тщательного согласования с ней, и в то же время в активных смесителях в самом худшем случае несогласованной нагрузки высокое внутреннее сопротивление активного смесителя гасит амплитуду нежелательных сигналов.
Ввиду вышесказанного был собран полосовой фильтр сосредоточенной селекции с центральной частотой 10.7 МГц и полосой пропускания 500 кГц, схема которого приведена на рис.12. Измеренное собственное затухание фильтра составило 5.5 dB и учитывалось в результатах последующих измерений.
Рис.12. Полосовой фильтр на 10.7 МГц для проверки смесителей на чувствительность к реактивной нагрузке.
Из приведенных в табл.5 результатов измерений видно, что кольцевой диодный смеситель SBL-1 в самом деле очень чувствителен к подключению на его выходе вместо чисто активной согласованной нагрузки узкополосного фильтра промежуточной частоты: точка пересечения по продуктам интермодуляции третьего порядка IIP3 при этом падает на 11.5 dB, а точка компрессии P1db на 3 dB. Активные смесители, все без исключения, показали по существу меньшую чувствительность к частотнозависимой нагрузке, точка компрессии P1db при этом осталась на прежнем месте, а точка пересечения по продуктам интермодуляции третьего порядка IIP3 упала не более чем на 1 dB во всех трех случаях.
Табл.5.
| Кольцевой диодный смесительSBL-1 | Активный смеситель по схеме «транзисторное дерево» | Линеаризованный активный смеситель с ООС(вариант 1) | Линеаризованный активный смеситель с ООС(вариант 2) | |
| Согласованная активная нагрузка: | ||||
| P1db | -4.5dBm | +4.5dBm | +5.5dBm | +10.5dBm |
| IIP3 | +19dBm | +17.5dBm | +21.5dBm | +29.5dBm |
| Полосовой фильтр на рис.12 в качестве нагрузки: | ||||
| P1db | -7.5dBm | +4.5dBm | +5.5dBm | +10.5dBm |
| IIP3 | +7.5dBm | +16.5dBm | +20.75dBm | +28.5dBm |
В полученных результатах нет ничего удивительного. В случае с кольцевым диодным смесителем энергия сигнала с ненагруженного выхода отражается обратно в диодную схему, где она может затем взаимодействовать с нелинейностью диодных переходов. И напротив, отраженная обратно в активный смеситель энергия сигнала гасится в сопротивлениях нагрузки переключающих транзисторов, а нелинейные переходы база-эмиттер оказываются изолированными из-за малых коэффициентов обратной передачи тока транзисторов.
Заключение
Итак, активный смеситель с цепью комбинированной последовательно-параллельной ООС показал такие качественные характеристики, которые являются желательными и при разработке высококачественных радиочастотных приемопередающих систем. Дальнейшие усовершенствования, включая использование альтернативных топологий отрицательной обратной связи, имеющее целью улучшение шумовой характеристики смесителя, позволят получить смеситель с очень широким динамическим диапазоном, не требующий чрезмерных уровней мощности от гетеродина.
©Christopher Trask, 1998.
Перевод ©Задорожный Сергей Михайлович, 2006г.
Литература:
Original text:
Trask, Chris, “A Linearized Active Mixer”, Proceedings RF Design 98, San Jose, California, October 1998, pp. 13-23. Скачать >>
sezador.radioscanner.ru
Использование: в радиотехнике в качестве входных каскадов приемных устройств различного назначения миллиметрового диапазона. Сущность изобретения: в балансном смесителе, содержащем отрезок волноводно-щелевой линии передачи, в щель которой включены два диода, подключенных к полоске фильтра промежуточной частоты, размещенной на диэлектрической подложке волноводно-щелевой передачи, отрезок волновода гетеродина подсоединен к отрезку волноводно-щелевой линии передачи, в месте расположения диодов, и его продольная ось перпендикулярна плоскости диэлектрической подложки. 2 ил.
Изобретение относится к области радиоэлектроники и может быть использовано во входных каскадах приемных устройств миллиметрового диапазона различного назначения. Цель изобретения снижение потерь СВС мощности. Это достигается тем, что высокочастотные тракты выполнены в виде сочетания экранированной щелевой линии с волноводным трактом так, что волновод, ось которого перпендикулярна подложке экранированной щелевой линии, подключен непосредственно к месту расположения диодов. На фиг. 1 представлен балансный смеситель; на фиг. 2 диодный узел. Балансный смеситель содержит диэлектрическую подложку 1, полупроводниковые диоды 2, экранированную щелевую линию 3, волноводный тракт 4, тракт промежуточной частоты 5, прямоугольный волновод 6, в котором помещена подложка 1. От источника сигнала через волновод по экранированной щелевой линии 3 сигнал поступает на смесительные диоды 2. Сигнал гетеродина же поступает через волноводный тракт 4 непосредственно на диоды 2. Необходимая ортогональность мод двух смешивающих сигналов достигается тем, что ось волновода 4 расположена перпендикулярно плоскости диэлектрической подложки 1. Колебания промежуточной частоты через микрополосковую развязывающую систему 5 подаются на выходной полосковый тракт. Смеситель работает в балансном режиме, когда диоды 2 включены в щелевую линию последовательно и в одном направлении, и в субгармоническом режиме на второй гармонике гетеродина, когда диоды 2 включены в щелевую линию 3 также последовательно, но навстречу друг другу. При этом мощность гетеродина подается через щелевую линию 3 на частоте fг
, а сигнал по волноводу 6. Замена компланарной линии на волноводную дает возможность исключить сложную систему переходов, что уменьшает потери СВЧ мощности в смесителе на 1-5 дБ в зависимости от частотного диапазона. Кроме того, конструкция смесителя позволяет упростить технологию его изготовления за счет того, что в микросхеме полностью исключена миниатюрная и сложная система переходов с волновода на микрополосковую и компланарную линию передачи.
Формула изобретения
БАЛАНСНЫЙ СМЕСИТЕЛЬ, содержащий отрезок волноводно-щелевой линии передачи, на диэлектрической подложке которой соосно шелевой линии установлена полоска фильтра промежуточной частоты, между торцом которой и краями проводников щелевой линии включены соответственно два полупроводниковых диода и отрезок волновода гетеродина, отличающийся тем, что, с целью уменьшения потерь мощности, отрезок волновода гетеродина присоединен к отрезку волноводно-щелевой линии передачи в месте расположения полупроводниковых диодов, причем продольная ось отрезка волновода гетеродина размещена перпендикулярно плоскости диэлектрической подложки.РИСУНКИ
Рисунок 1, Рисунок 2Похожие патенты:
Изобретение относится к радиотехнике
Изобретение относится к радиотехнике и может использоваться в формирователях спектра частот
Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в приемной аппаратуре связи метрового, дециметрового и сантиметрового диапазонов длин волн
Изобретение относится к преобразователям частоты
Изобретение относится к радиопередающим устройствам
Изобретение относится к радиотехнике
Изобретение относится к области радиотехники и предназначено для использования в радиоприемных устройствах сверхвысокочастотного (СВЧ) диапазона, в частности, для применения в широкодиапазонных измерительных приемниках сантиметрового и, в особенности миллиметрового диапазона для переноса спектра частот принимаемого радиосигнала из области СВЧ в более низкочастотную область
Изобретение относится к радиотехнике, в частности к устройствам для детектирования амплитудно-модулированных колебаний, и может быть использовано в приемопередающей и измерительной аппаратуре
Изобретение относится к области радиотехники
Изобретение относится к радиотехнике для преобразвания частот в приемопередающей аппаратуре и измерительной технике
Изобретение относится к радиотехнике в приемопередающей аппаратуре и измерительной технике для преобразования частот
Изобретение относится к радиотехнике в приемопередающей аппаратуре и измерительной технике для преобразования частот
Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано при преобразовании частот в приемопередающей аппаратуре, измерительной технике
Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в приемниках, передатчиках, в телефонии
Изобретение относится к приемникам в системе связи
Изобретение относится к приемникам системы связи и, в частности, к методикам коррекции смещения для смесителей в приемниках системы связи
Изобретение относится к области радиоэлектроники и может быть использовано во входных каскадах приемных устройств миллиметрового диапазона различного назначения
www.findpatent.ru
Союз Советскик
Социалистицескик
Ь убли
Опубликовано 15.04,79,Бюллетень № 14 (51) M. Кл.
Н 03 D 7/00
Гееударствеккы9 кемктет
СССР
sa делам кзебрате кй к юткрмтий (53) УДК 621.372. .632(088.8) Дата опубликования опнгания 18.04. 79 (72) Автор изобретения
А. Б. Эпштейн (71) Заявитель (54) СМЕСИТЕЛЬ ЧАСТОТ РАДИОПРИЕМНИКА
Изобретение относится к радиотехнике, в частности к смесителям частот супергетеродинных приемников радиосигналов.
Известны различные типы смесителей частот, содержащих, нелинейный элемент. и фильтры, разделяющие между собой гетеродин, источник сигнала и выход смесителя, см. например (11.
Все известные смесители обладают общим недостатком - наличием канала побочного приема, который в последующих цепях супергетеродинного приемника подавить невозможно.
Наиболее близким к предложенному техническим решением является гетеродинный преобразователь частоты (смеситель частоты), содержащий нелинейные элементы и резонансную систему, настроенную на колебания промежуточной частоты .(2), Недостаток этого преобразователятакже наличие побочного канала преобразования.
Яелью изобретения является исключение г побочных каналов преобразования частоты.
Для этого последовательно с нелинейными элементами включены заграждающие фильтры субгармоник промежуточной частоты.
На фиг. 1 приведен пример смесителя, 5 выполненного в виде устройства балансного типа с суммирующим трансформато ром; на фиг. 2 приведены эпюры напряжений в различных точках смесителя.
Смеситель частот радиоприемника со
1В держит трансформаторы Тс и Тп, работающие HB частоте сигнала f и промежуточной частоте f„ источники сигнала и
f
Ф. и Ф, Ф н Ф Г-образного фильтра, настроенйые на частоту „: П.
К диодам 1 и Ч2;ерез блокировочные конденсаторы С подключен источник
f
Звенья Ф, Ф,, Ф Г-образного фильтра составляют резойансную систему, 5 диоды Vl и V2 являются нелинейными элементами, а звенья Ф» и Ф, Ф и Ф, служат. Заграждающими фильтрами субгармоник промежуточной частоты.
Смеситель работает следующим обра- IÎ зом. и
Напряжении сигнала О и 0 с каждой половины вторичной обмотки трансфорлытора Т складываются с напряжением гетеродина U
U . В результате образования разности
SI
l И частот 5 и f напряжения U и О, бу- дут промодулированы по амплитуде с раз2О ностной частотой (см. фиг. 2б). Благодаря противофазности напряжений U u
U модуляция О» и ц будет протйвоф е фа зная.
После детектирования в точках(М и Gl образуются токи 3 и 3, которые являютЮ
1 ся суммой постоянных составляющих
9 (SS и « @ и токов раэностной частоты 3 и - соответственно (см. фиг. 2в). В случае бездействия звеньев Ф», Ф, Ф, и Ф4 в качестве заграждающих фильтров токи разностной частоты Зр циркулируют по кольцу: И -Т . - V2 — Тс — Ч» при любом значенйи разностной частоты.
Вследствие нелинейности диодов Vl u
I 2 они создают гармоники колебаний раэностной частоты. Этот процесс необходим для нормальной работы смесителя, но если выполняется условие (-g .),Р "=Кг : Р, где 2Р". ф частота настройки звеньев Ф», Ф, Ф, Ф„ фильтра, то нарушение работы смесителя фильтрами приводит к устранению соответствующего канала йобочного приема.
В связи с тем, что из всех гармоник наибольшей является вторая, заграж1аюшие фильтры обычно HBctpBHBQIoT на частоту Р 2. В случае необходимости можно создать заграждающие фильтры на несколько полос или поставить фильтры верхних частот (запирают все частоты начиная с f .: 22)), но с обязательным пропусканием постоянной составляющей.
В этом случае будут подавлены несколько, каналов побочного приема.
Если используется усилитель промежуточной частоты . с полосой пропускания, захватывающей частоту КР:Р или мало ее ослабляющей, (чаще все при Р-2), канал побочного приема может возникнуть без эффекта умножения разностной частоты и соответствующего ослабления продукта умножения в смесителе. Для подавления такого канала побочного приема в составе. смесителя необходимы звенья Ф и Ф закорачиваюшие выход смесителя на частоте )(. 2
При реализации схемы звенья ФЬ.И Ф4 можно заменить одним звеном Ф, включенным на выходе вторичной обмотки трансформато ра Г„.
Формула изобретения
Смеситель частот радиоприемника, содержащий нелинейные элементы и резонансную систему, настроенную на промежуточную частоту, о .т л и ч а ю щ и й— с я тем, что, с целью исключения побочных каналов преобразования частоты последовательно с нелинейными элементами включены заграждающие фильтры субгармоник промежуточной частоты.
Источники информации, принятые во внимание при экспертизе
1. Авторское свидетельство % 3 1 1 3 71, кл. Н 03 Х) 7/02.
2. Мовшович М. Е. Полупроводниковые преобразователи частоты, М., "Знергия", 1968, с. 87, рис. 2-2.
Хр
Составитель И. Горелова
Редактор А. Зиньковский Техред С. Мигай Корректор A. Гриценко
Заказ 1 822/5 6 Тираж 1059
UHHHllH Государственного комитета СССР по делам изобретений и открытий
113035, Москва, Ж-35, Раушская наб., д. 4/5
Филиал ППП "Патент, r. Ужгород, ул. Проектная, Подписное
www.findpatent.ru
